книги из ГПНТБ / Бобровников Л.З. Радиотехника и электроника учебник

Однако при этом увеличивается и внутреннее сопротивление компен­ сирующего диода ДЗ. Если применяются идентичные диоды, то при

нелинейность практически полностью скомпенсирована (при RH ^>

>R3).

Более эффективная компенсация нелинейности может быть осу­ ществлена с помощью отрицательной обратной связи. На рис. 164, в

Для получения выпрямлен­ ного напряжения, пропорцио­ нального действующему значе­

нию, используются квадраторы—полупроводниковые диоды, имющие при малых напряжениях практически квадратичную характери­ стику, или полевые транзисторы, или нелинейные формирова­ тели на основе операционных усилителей, также имеющих квадра­ тичную вольт-амперную характеристику, и т. д.

330

В выпрямителях с выходным напряжением, пропорциональным амплитуде входного сигнала, обязательно используются накопитель­ ные элементы, например конденсаторы (рис. 164, г). При подаче на вход выпрямителя синусоидального напряжения во время положи­ тельных полупериодов конденсатор С заряжается до амплитудного значения входного напряжения. Во время отрицательных полу­ периодов конденсатор разряжается на сопротивление нагрузки. Если сопротивление нагрузки велико (например, если к конденса­

Выпрямленное напряжение интегрируется, при этом отфильтро­ вываются все переменные составляющие. Сигнал с выхода интегра­ тора может быть измерен непосредственно с помощью стрелочного прибора или подан на обычный цифровой преобразователь — вольт­ метр постоянного тока. Погрешность непосредственного измерения напряжения синусоидальных сигналов зависит от многих факторов, и в первую очередь от погрешности выпрямления, и в лучшем слу­ чае составляет 0 , 1 % .

Измерения по методу сравнения позволяют увеличить точность измерения на один-два порядка. При измерении по методу сравнения синусоидальное напряжение обычно сравнивают с эталонным посто­ янным напряжением. В частности, на рис. 164, д приведена функцио­ нальная схема компенсационного амплитудного вольтметра. При отсутствии измеряемого сигнала на усилитель-интегратор с большим коэффициентом усиления К0 подается напряжение смещения такой величины, что усилитель практически заперт и показания прибора на выходе минимальны.

Затем подается напряжение, подлежащее измерению. Во время положительных полупериодов сигнала усилитель полностью запи­ рается, во время отрицательных — открывается. Увеличивая напря­ жение смещения добиваются прежних показаний прибора. При этом амплитуда измеряемого напряжения (во время отрицательного полупериода) равна приращению напряжения смещения. Это при­ ращение может быть измерено с большой точностью с помощью обычного или цифрового вольтметра, а сам процесс измерения (ком­ пенсации) может быть полностью автоматизирован. Вполне оче­ видно, что, сложив измеряемое напряжение с постоянным эталонным таким образом, чтобы суммарное напряжение не изменяло знак, можно воспользоваться обычным цифровым вольтметром постоян­ ного тока, если его быстродействие достаточно велико по сравнению с периодом измеряемого синусоидального напряжения и имеется блок регистрации максимального результата.

Задача измерения напряжения синусоидального сигнала сущест­ венно усложняется, если его амплитуда мала и имеются ин­ тенсивные помехи. При этом перед измерителем должно быть

331

установлено фильтрующее устройство, оптимально согласованное

ссигналом.

Найдем амплитудно-фазовую характеристику согласованного фильтра для синусоидального сигнала достаточно большой длитель­ ности Т. Для упрощения будем считать, что на этом интервале укладывается нечетное число полупериодов сигнала

т. е. получаем входной сигнал, смещенный зеркально на время t0 относительно выбранного нулевого момента времени t = О,

g{t)--=K0CBX{h-t).

Поэтому согласованным фильтром для сигнала С в х (t) = U0 sin со0Т

при t0 = Т является фильтр, импульсная реакция которого

Подобную импульсную реакцию имеет LC последовательный кон­ тур без потерь (г = 0, d = О, Q = оо).

Амплитудно-фазовая характеристика данного согласованного фильтра определяется как

332

к и

и с точностью до постоянного множителя —2—2-совпадает с ампли-

тудно-фазовой характеристикой LC контура без потерь (§ 88) tf(7<D) = [ l - -

Реальные фильтры всегда имеют потери, поэтому форма их амплитудно-фазовой характеристики отличается от формы идеаль­ ного фильтра. Применяемые фильтры являются квазиоптимальными,

иувеличение отношения

На выходе фильтра, имеющего полосу пропускания А/, отноше­ ние сигнал/шум будет составлять

его спектра бесконечно мала, поэтому полоса пропускания А/ может быть сколь угодно мала. Если А/ -*• О, то при Рс в х = Рс Лых =

может быть обнаружен на фоне сколь угодно больших помех за счет сужения полосы пропускания. Однако полоса пропускания А/ и время установления At (время переходного процесса) в линейной системе связаны соотношением

333

Поэтому выражение для (С/Ш) может быть переписано в виде

Это справедливо только для линейных фильтров. Если применя­ ются нелинейные фильтры, то время установления может быть умень­

На усилитель Кх подается входной сигнал. Коэффициенты усиления усилителей (с учетом ослабления выходного сигнала потенциомет­

ным в прямом направлении) начнет излучать свет и сопротивление фоторезистора ФР уменьшится. При этом уменьшится коэффициент

согласования и увеличит излучение света светодиодом СД. Таким образом, система оказалась охваченной положительной обратной связью, включаемой только тогда, когда частота сигнала отличается от частоты настройки избирательного усилителя. При этом система является абсолютно устойчивой, так как она поддерживает только процесс уменьшения выходного напряжения. Если сигнал осложнен помехами, то система их сглаживает, максимально приближая форму выходного напряжения к синусоиде.

Сужение полосы пропускания по сравнению с полосой пропуска­ ния основного избирательного усилителя зависит от чувствитель­ ности усилителей Кг, К2 светодиодов СДЬ 2 и фоторезистора ФР и может достигать 102 —104 раз. В общем случае применение избира­ тельного усилителя необязательно; если есть опорный сигнал сину­ соидальной формы, то система выберет из смеси шумов и сигналов его точную копию — полезный сигнал.

Если значение частоты синусоидального сигнала точно не изве­ стно (или нет возможности создать узкополосный фильтр, точно на­ строенный на частоту сигнала, что характерно для диапазона частот в сотые — тысячные доли герца), то для выделения сигнала на фоне шумов и помех может быть использован автокорреляционный фильтр. Автокорреляционная функция синусоидального сигнала

334

является периодической (рис. 166, а). Автокорреляционная функция

Функциональная схема простейшего автокоррелятора приведена

вляется с помощью различных калиброванных резонансных, квази­ резонансных и мостовых устройств (LC колебательных контуров, двойных Г-образных RC мостов и т. д.). При этом погрешность достигает единиц процентов. Если из синусоидального напряже­ ния сформировать импульсы строго заданной длительности и ампли­ туды и подать их на интегратор (рис. 167, а), то показания стрелоч­ ного индикатора на его выходе будут пропорциональны частоте входного сигнала. Погрешность измерения определяется точностью формирования импульса заданной длительности и амплитуды

335

и точностью интегрирования и в лучшем случае составляет 1 % . Ча­ стота также может быть определена по осциллографу путем срав­ нения с частотой эталонного генератора.

Наиболее точно определить частоту можно электронно-счетным

зования синусоидального сигнала в последовательность импульсов, количество которых подсчитывается электронно-счетным устройст­

зволяет определять неизвестную частоту как fx = — .

Для повышения точности измерений счет импульсов и отсчет заданного интервала времени начинается с переднего фронта пер­ вого считаемого импульса. Это достигается с помощью синхрониза­ тора. Погрешность измерений тем меньше, чем большее число импуль­ сов считается и чем больше интервал времени. Поэтому для точного измерения низких частот требуется большое время, вследствие чего на инфразвуковых частотах измеряется не частота, а период. Функ­ циональная схема частотомера — измерителя периодов показана на рис. 167, в.

Под действием первого импульса, сформированного из синусои­ дального сигнала, включается электронный ключ и от прецизион­ ного импульсного генератора на счетчик подаются импульсы с ча­ стотой Fa = 10п , где п = 1, 2, 3... Счет импульсов длится до тех пор, пока не придет второй импульс или п-й (в зависимости от уста­ новки числа периодов измерения). Период измеряемого сигнала ра-

336

s

u,(t)

A ImoKOnnapamep

uz(t)

АВтокомпаратор

Импульсный

генератор

Счетчин периодов Усреднение

Рис. 168.

На рис. 168, а показана функциональная схема вектормерного суммирующего фазометра. Методика проведения измерений сводится к следующему. На выходах усилителей устанавливаются одинако­ вые напряжения Uх = U2 = U (что может быть сделано автомати­ чески). Затем снимается показание амплитудного вольтметра и по формуле определяется фазовый угол А ф . Шкала вольтметра может быть проградуирована непосредственно в градусах. Точность изме-

338

рений фазы определяется точностью измерения напряжений U г , U2,

величиной сигналов, наличием шумов и помех. При этом приходится использовать избирательные усилители. Существуют фазометрические схемы с достаточно высокой помехоустойчивостью, они выпол­ няются на основе синхронного детектора, осуществляющего пере­ множение измеряемого и опорного сигналов. В результате перемно­ жения получается постоянное напряжение, величина которого пропорциональна косинусу (или синусу) фазового сдвига, и перемен­ ное напряжение удвоенной частоты. Разделение постоянного и пере­ менного напряжений осуществляется с помощью интегратора. При­ менение синхронного детектора значительно увеличивает помехо­ устойчивость фазометра. Действительно, если один из сигналов

Временные методы измерений принципиально не ограничивают точность измерений и позволяют регистрировать сколь угодно малые фазовые сдвиги, исчисляемые долями секунд. В основу временных фазометров положен принцип преобразования фазового сдвига во временной интервал с последующим его измерением. Для этого из измеряемого и опорного синусоидальных напряжений с помощью фазопостоянного автокомпаратора в моменты перехода через нуль формируются импульсы, которыми запускается триггер (рис. 168, б). Длительность импульсов At на выходе триггера точно соответствует временному запаздыванию одного сигнала относительно другого и может быть переведена в фазовый сдвиг

дф = Д1360°,

где Т — период синусоидальных сигналов.

Если эти импульсы ограничить с помощью прецезионного ограни­ чителя ключевого типа и проинтегрировать, то напряжение на вы­ ходе интегратора будет строго пропорционально измеряемому фазо­ вому сдвигу (рис. 168, в). При этом погрешность может быть весьма мала и в реальных фазометрах подобного типа не превышает деся­ тых долей минуты. Длительность импульсов может быть измерена и электронно-счетным методом (рис. 168, г) (подобно тому как изме­ ряется длительность периода). При этом результат измерения пред­ ставляется в цифровой форме и может быть существенно снижена погрешность измерений — до десятых — сотых долей секунды.