книги из ГПНТБ / Бобровников Л.З. Радиотехника и электроника учебник

по напряжению в основном определяется верхним транзистором и может быть достаточно большим — до 50. Входное сопротивление и уровень шумов определяются нижним транзистором. Входное сопро­ тивление каскада

Я в х = Ш||Я2||бЯэ я«15 ком.

Рпс. 71.

На рпс. 71, б приведена схема малошумящего усилительного каскада со сравнительно высоким входным сопротивлением — по­ рядка 50 ком. На частоте 100 гц оптимальное сопротивление источ­ ника сигнала RiOTlT = 10 -г 30 ком. Коэффициент передачи по напряжению около единицы; коэффициент усиления по току 30—40; минимальный коэффициент шума не более 1,2 дб.

В х о д н ы е у с и л и т е л ь н ы е к а с к а д ы н а э л е к т ­ р о н н ы х л а м п а х . В современной геофизической радиоэлект­ ронной аппаратуре электронные лампы применяются исключительно редко, и как правило, во входных низкочастотных малошумящих каскадах с высоким входным сопротивлением, а также в очень мощ­ ных выходных каскадах. Вся остальная часть аппаратуры выполня­ ется обычно на биполярных транзисторах или интегральных схемах, создаваемых на их основе. Прп этом выходное сопротивление лампо­ вых каскадов оказывается очень высоким, в то время как входное сопротивление типовых усилительных узлов является сравнительно низким. Поэтому входные каскады на электронных лампах выпол­ няются по каскодным схемам с использованием биполярных транзи­ сторов, что позволяет оптимально согласовывать их со следующими каскадами.

160

На рис. 72, а дана схема усилительного лампово-транзистор- ного каскада. Входное сопротивление около 10 Мом, оптимальное сопротивление источника сигнала на частоте 1 гц 2—3 Мом. При этом коэффициент шума не более 1,0 дб, выходное сопротивление около 1 ком. Коэффициент усиления по напряжению около 35.

Особенность схемы: базовый ток транзистора (0,1—0,5 ма) яв­

Рис. 72.

через сопротивления R2 и R3 от общего источника анодного питания. Защита цепи накала от перегрузок осуществляется с помощью дио­ дов Д1 и Д2. Входное сопротивление не менее 5 Мом. Оптимальнее сопротивление источника сигнала на частоте 10 гц 1—2 Мом, коэф­ фициент шума при этом не более 1,3 дб. Коэффициент усиления по

меняются редко, поскольку не удается получить достаточно большой коэффициент усиления, вследствие чего и второй каскад усилителя должен быть малошумящим. Поэтому полевые транзисторы во вход­ ных каскадах используются совместно с биполярными, при этом

транзистора составляет порядка + 0 , 2 в, что обеспечивает входное со­ противление не менее 10 Мом. Оптимальное сопротивление источ­ ника сигнала на частоте 10 гц 5—7 Мом, коэффициент шума при этом 0,5 дб. Коэффициент усиления по напряжению около 35.

Особенностью схемы на рис. 73, б является то, что биполярный транзистор используется как эмиттерный повторитель, этим обес­ печивается низкое выходное сопротивление (около 1,8 ком).

Коэффициент усиления по напряжению усилительного каскада в це­ лом не превышает 3—5; оптимальное сопротивление источника си­ гнала на частоте 1 гц 15—20 Мом; коэффициент шума не более 0,8 дб.

Усилитель, выполненный по схеме рис. 73, в , собран на двух полевых транзисторах с изолированным затвором ТН-6 и биполяр­ ном транзисторе.

Входное сопротивление усилителя определяется величиной сопро­ тивления R1 и при его отсутствии превышает 10 1 2 ом. Оптимальное сопротивление источника сигнала на частоте 1 гц 800—1200 Мом; коэффициент шума около 1 дб. Коэффициент усиления по напряже­ нию 20—40; выходное сопротивление 1—2 ком.

162

заключается в том, что на входе сигнал разделяется на два одинако­ вых по величине, но противоположных по фазе сигнала, которые усиливаются и суммируются таким образом, что на выходе их ампли­ туды и фазы одинаковы. Помимо симметрирования, рассмотренный

Рис. 75.

каскад позволяет эффективно бороться с синфазными помехами.

Вчастности, если на оба входа действуют одинаковые по частоте, амплитуде и фазе сигналы, то выходной сигнал равен нулю (напри­ мер, при наводке помех от осветительной сети на провода, соединя­ ющие датчик с усилителем).

На рис. 74, б приводится симметрирующий усилитель, выполнен­ ный на полевых транзисторах. Эффективное входное сопротивление усилителя около 3,6 Мом (на частоте 1 гц).

Если в схеме использовать полевые транзисторы с изолирован­ ным затвором, то входное сопротивление может доходить до 101 4 ом.

Вряде случаев возникает необходимость согласования несимметрич­ ного источника сигнала с симметричным усилителем. Это может быть

ковые сопротивления нагрузки включены как в цепь коллектора, так и в цепь эммитера, вследствие чего выходные напряжения равны по величине, но противоположны по фазе.

Коэффициент передачи по второму выходу

*» = ^ ^ - = ( l + P ) [ l + P + An ( ^ - f - J - ) ] " 1 .

т

Коэффициент передачи по первому выходу

Подбором сопротивлений резисторов R3 и RK можно достигнуть

1 ^ 1 = 1^,1.

Недостатком рассмотренного фазоинвертора является различие выходных сопротивлений по первому и второму выходам, вследствие чего при изменении сопротивления нагрузки нарушается равенство амплитуд выходных сигналов.

Если фазоинвертор выполнен по парафазной схеме (рис. 75, б), то выходные сопротивления по первому и второму выходам практи­ чески одинаковы.

В парафазном усилителе первый транзистор включен по схеме как с общим истоком, так и с общим стоком, второй — по схеме с общим затвором. Поэтому сигнал на первом выходе получается инвертированным на 180°. На втором выходе сигнал совпадает по фазе со входным, поскольку для второго выходного сигнала первый транзистор включен как истоковый повторитель. Второй транзи­ стор также фазу не инвертирует.

§ 56. Усилители постоянных и медленно меняющихся на пряжений

Усилители постоянных и медленно меняющихся напряжений и токов находят широкое применение в современной геофизической аппаратуре. В отличие от усилителей напряжений звуковых частот, в которых между каскадами или усилительными функциональными узлами связь может осуществляться через реактивные элементы, пропускающие только переменные составляющие, в , усилителях постоянных и медленно меняющихся напряжений связь между ка­ скадами должна быть гальванической. В большинстве случаев эта задача не является простой и не всегда разрешима. В частности, если величина напряжения сигнала достаточно велика (десяткисотни милливольт), то создание усилителя с гальваническими между­ каскадными связями не сопряжено с особыми трудностями. Однако для усиления малых сигналов (единицы-десятки микровольт) уси­ лители с гальванической связью практически неприменимы, из-за того что собственные шумы усилительных ламп и транзисторов на частотах в единицы-десятки миллигерц очень велики. Кроме того, напряжение источников питания и постоянные напряжения на электродах ламп и транзисторов медленно изменяются во времени. Так же медленно флюктуируют во времени параметры' л'амп и"тран­ зисторов, в результате чего напряжение на выходе усилителя" с галь­ ваническими связями медленно «дрейфует», изменяется Совершенно случайно во времени в весьма широких пределах. Даже если напря­ жение источников питания хорошо стабилизировано, а'сам усилитель

16Г>

и все его элементы термостатированы, величина напряжения «дрейфа», отнесенного к входу усилителя, составляет единицы — десятки микровольт в час.

а

о +6S

Bxo8tl°

Вмиг*

ВыхоЗ

«-Б8

КП103А Вход 1«—@{

Вход2°-

Выход

Рис. 76.

Поэтому усилители малых сигналов выполняются с модуляцией — преобразованием постоянных и медленно меняющихся напряжений в переменные напряжения, которые затем усиливаются до необходи­ мой величины, после чего восстанавливается форма исходного низко­ частотного сигнала. Подобные модуляционные усилители рассмот­ рены в главе X V I I .

166

Особенностью усилителей с гальванической связью является «нулевые» вход и выход: в отсутствие входного сигнала ни на входе, ни на выходе не имеется напряжения относительно единой общей точки аппаратуры — корпуса (земли). Это достигается обычно применением симметричных источников питания с общей средней точкой и симметрированием входа и выхода по напряжению относи­ тельно этой средней точки. В настоящее время усилители с гальвани­ ческой связью выполняются на биполярных и полевых транзисто­

ров из-за изменений температуры; б) дрейфа, вызванного нестабиль­ ностью напряжения источников питания; в) низкочастотных флюк­ туации; г) изменения параметров транзисторов во времени.

Основными методами борьбы с дрейфом транзисторных усилите­ лей является: использование стабилизированных источников пита­ ния; применение отрицательной обратной связи; выполнение усили­

выходное напряжение находится в фазе со входным. Подобные уси­ лители широко применяются в аналоговых ЭВМ и называются операционными. Операционные усилители выпускаются в интеграль­ ном исполнении [например, рассмотренный выше усилитель

107

вого выходного сигнала на неинвертирующем входе.

В последнее время разработаны усилители на полевых транзи­ сторах с изолированным затвором, с каналами п и р типов, работа­ ющие в режиме обогащения канала носителями зарядов.

Например, на рис. 77 приведена принципиальная схема усили­

и выход. Если питание производится от двух источников, то можно обеспечить практически нулевые вход и выход.

§57. Выходные каскады апериодических усилителей

Вотличие от маломощных входных и основных усилительных

каскадов, работающих при сравнительно малых уровнях сигналов на более или менее линейных участках динамических характери­ стик, выходные (оконечные) каскады усилителей работают при весьма больших уровнях сигнала (единицы — десятки вольт); они должны обеспечивать большое усиление по мощности. Поэтому в оконечных каскадах применяются специальные мощные усили­ тельные лампы (триоды, лучевые тетроды и пентоды) и мощные транзисторы.

Расчет оконечных усилительных каскадов обычно проводится графоаналитически с построением динамической характеристики как по постоянному, так и по переменному току. Поскольку в око­ нечных каскадах используются мощные лампы или мощные транзи­ сторы, важное значение имеет к. п. д. каскада. Ранее отмечалось, что работа в линейном режиме класса А является энергетически невыгодной, так как при отсутствии напряжения сигнала через лампу или транзистор протекает постоянная составляющая тока. В маломощных каскадах величина этой постоянной составляющей мала (десятые доли — единицы миллиампер), а в оконечных каска­ дах она может достигать сотен миллиампер — десятков ампер.

К. п. д. усилителей, работающих в режиме класса А, не превы­

выполняются по двухтактным схемам, позволяющим работать в не­ линейных режимах класса В, С, АВ при сравнительно малых нели­ нейных искажениях.

В качестве маломощных (Pr ; b I X 0,1—0,2 вт) оконечных усили­ телей геофизических сигналов часто используются или усилитель­ ные каскады, выполненные по схеме с общим эмиттером, или эмиттерные повторители. При этом, если сопротивление нагрузки (рамки гальванометра, электромагнитной системы перописца, обмотки го­ ловки магнитной записи и т. д.) мало, на звуковых и ультразвуко­ вых частотах применяются согласующие выходные трансформаторы,

168

а на инфразвуковых частотах и постоянном токе — каскады с непо­ средственной связью. На рис. 78, а приводится схема типового выходного усилительного каскада с трансформатором Тр в цепи кол­ лектора. На инфразвуковых частотах (ниже 10—20 гц), когда при­ менение трансформаторов затруднено, широко используются различ­ ные балансные схемы.

В дифференциальном эмиттерном повторителе (рис. 78, б) нагрузка (например, гальванометр) включается между эмиттерами. Баланси­ ровка каскада осуществляется переменным резистором R0.

Мощные усилительные каскады обычно работают в нелинейных

Рис. 78.

При отсутствии входных сигналов оба транзистора практически ток не пропускают, поскольку базовые токи равны нулю. При подаче на оба входа одинаковых по величине, но противоположных по фазе напряжений (рис. 79, б) транзисторы поочередно запираются и от­ крываются. В данной схеме отпирание транзисторов происходит во время положительных полупериодов, запирание — во время отри­ цательных. Ток в цепи нагрузки является разностью коллекторных токов первого и второго транзисторов IH= k(It — / 2 ) вследствие применения выходного трансформатора с отводом от средней точки первичной обмотки. Транзисторы работают в существенно нелиней­ ном режиме, поэтому при воздействии на их базы синусоидального напряжения (7В Х = Ut sin at коллекторный ток имеет форму несим­ метричных, почти полупериодных импульсов и содержит не только составляющую с основной частотой, но и ее гармоники (в основном четные)

I x (t) я« I 0 + I x sin cat — / 2 cos 2со£ — / 4 sin 4со/ . . .

Коллекторный ток второго транзистора (если все элементы уси­ лителя попарно симметричны) отличается от тока первого транзи­ стора только по фазе на 180°

I2 (t) p » / 0 - f Ixsm (at + л) —I2cos (2co0f + 2л) — 7 4 s i n (4co£ -f-4n).

169