книги из ГПНТБ / Бобровников Л.З. Радиотехника и электроника учебник

и выходных емкостей ламп и монтажа, шунтирующих анодные и се­ точные сопротивления. Паразитные емкости замедляют процесс переброса, так как напряжение на них не может измениться мгно­

линейной отрицательной обратной связью, устраняющей насы­ щение.

240

так, что один из них находится в состоянии минимальной, а другой — в состоянии большой проводимости. При подаче на вход триггера положительных запускающих импульсов происходит пере­ ключение туннельных дио­ дов, чему способствует ком­ мутирующая индуктивность, на которой в момент пере­ ключения возникает элек­ тродвижущая сила, напра­ вленная таким образом, что туннельный диод, находя­ щийся в состоянии мини­ мальной проводимости, пере­ водится в состояние большой проводимости (и наоборот).

ных схемах в качестве запоминающих элементов и делителей частоты.

Одной из задач нелинейного преобразования является формиро­ вание импульсов из синусоидального напряжения. При этом им­ пульсы должны формироваться в определенные моменты времени

242

независимо от изменения амплитуды входного синусоидального сигнала. Для этого обычно применяются ограничители, выполненные

Во время положительного полупериода входного сигнала (рис. 129, б) происходит заряд конденсатора С через резистор R. Заряд проис­ ходит только во время первой четверти периода синусоиды, затем начинается относительно медленный разряд, продолжающийся до тех пор, пока напряжение на конденсаторе станет меньше напряжения на входе. Когда UBX ^ Uc, открывается диод Д1 и происходит отно­ сительно быстрый разряд конденсатора через обмотку трансформа­ тора, диод и внутреннее сопротивление источника сигнала, при этом во вторичной обмотке возникает импульс 17вых. Момент появления импульса не зависит от амплитуды входного напряжения, а опре­ деляется постоянной времени RC цепи и периодом входного сигнала. На рис. 129, в приведена схема автокомпаратора с использованием заторможенного мультивибратора, срабатывание которого проис­ ходит во время отрицательного полупериода входного синусоидаль­ ного сигнала, в момент, когда | Uc | ^ | UBX\. При этом происходит переброс схемы: отпирание транзистора Т1 и запирание транзи­ стора Т2 — на выходе появляется положительный импульс.

т. е. вторая, третья, четвертая и т. д. высокочастотные гармоники исходного колебания, любая из которых может быть выделена с по­ мощью фильтра.

Соединяя последовательно один за другим несколько нелинейных умножителей, можно умножить частоту исходного колебания прак­ тически в любое число раз.

Применяя управляемые генераторы и нелинейные усилители, можно так подобрать форму умножаемого колебания, что применение

244

свойства которых периодически изменяются во времени, (Гили устройств, которые могут задерживать (запоминать) сигналы на заданное время. Например, если имеется последовательность импуль­ сов (рис. 131, а, б), то задержав их на время, равное периоду, затем усилив до прежней величины и инвертировав, исключим каждый второй импульс. Частота следования выходных импульсов умень­ шится при этом ровно в 2 раза.

S.l

ис

а

г

Л",

5 Б 7 8 Я 10 1112 13 К 15 /В t

Рис. 131.

Врадиоэлектронике деление частоты в основном осуществляется

спомощью параметрических устройств, выполненных в виде рела­ ксационных синхронизируемых генераторов, а также различных триггерных схем.

На рис. 131, в, г дается схема делителя частоты в 3 раза, выпол­ ненная на блокинг-генераторе. При отсутствии синхронизирующего сигнала период генерируемых колебаний определяется пара­ метрами R0C0 цепи и параметрами полевого транзистора. Однако если подавать синхронизирующие импульсы положительной поляр­ ности, то период генерируемых колебаний будет строго кратен ча­ стоте следования синхронизирующих импульсов. Это происходит потому, что синхронизирующие импульсы управляют моментами

245

генератора) совершается в одни и те же моменты времени. В данном случае этот переход происходит на каждом четвертом входном им­ пульсе, вследствие чего период генерируемых блокинг-генератором колебаний Г б в 3 раза больше, чем период следования синхронизи­ рующих импульсов:

Тб = ЗТ0 и / б = у / о -

Подобным образом можно делить частоту с помощью не только блокинг-генераторов, но и мультивибраторов и генераторов пило­ образного напряжения. Общим недостатком релаксационных дели­ телей частоты является требование высокой стабильности напряже­ ния источников питания и амплитуды входных синхронизирующих импульсов. В противном случае коэффициент деления может ме­ няться, например в данной схеме при уменьшении амплитуды запу­ скающих импульсов переброс блокинг-генератора может происходить или самопроизвольно, или на пятый-шестой импульс. Если же ам­ плитуда увеличится, то срабатывание может происходить на каждый третий или даже второй импульс.

Наиболее качественно деление частоты следования импульсов может быть осуществлено с помощью триггерных схем. Любой триг­ гер является делителем частоты ровно в 2 раза. Действительно, пусть левый транзистор в триггере заперт (см. рис. 127, в), а правый открыт. При воздействии первого пускового импульса левый тран­ зистор откроется, правый закроется, второй пусковой импульс возвращает триггер в исходное состояние. Таким образом, период работы триггера оказывается в 2 раза больше периода следования пусковых импульсов и, следовательно, триггер делит частоту ровно в 2 раза. Для того чтобы разделить частоту в большее число раз, необходимо последовательно соединить несколько триггеров. При этом коэффициент деления будет определяться как

Z>s = 2 - 2 - 2 . . . = 2П ,

где п — число используемых триггеров.

Рассмотрим работу четырехкаскадного триггерного делителя на транзисторах при условии, что запуск осуществляется отри­

вернет первый триггер в исходное состояние, при этом на вход вто­ рого триггера поступит запускающий отрицательный импульс, который изменит его состояние и т. д. Поскольку частота следования импульсов на выходе первого триггера в 2 раза ниже, чем частота следования исходных импульсов, а на выходе второго триггера —

246

еще в 2 раза ниже, на выходах третьего и четвертого триггеров частота следования импульсов соответственно будет в 8 и 16 раз ниже, чем основная частота.

Недостатком рассмотренного триггерного делителя частоты (называемого часто двоичным или бинарным делителем) является то, что коэффициент деления кратен двум (D = 2П ). Это не всегда удобно и поэтому часто применяются специальные триггерные схемы с деся­

вдействие обратная связь, так как при этом левый транзистор пер­ вого триггера заперт, тогда как в четвертом триггере левый тран­ зистор открыт. Это приводит к тому, что левый транзистор в четвер­ том триггере закрывается, при этом на выходе четвертого триггера появляется отрицательный импульс, который подается во второй триггер и вызывает запирание ранее открытого левого транзистора. Таким образом, после десяти входных импульсов схема оказывается

висходном состоянии: левые транзисторы всех четырех триггеров оказываются закрытыми, тогда как в обычной двоичной четырехкаскадной схеме это состояние наступало лишь после прихода

247

Триггерные делители могут быть использованы как счетчики числа импульсов. Действительно, если привести все триггеры в исход­ ное положение и подключить ко входу на некоторое время источник импульсов, то легко можно определить число поступивших на вход импульсов по изменению состояния триггеров. Наиболее просто это осуществить с помощью триггерных схем, выполненных на тиратро­ нах тлеющего разряда (или любых усилительных элементах со светодиодами).

дующие импульсы, но и импульсы, следующие друг за другом через случайные промежутки времени. При этом точность его работы не меняется — триггер делит ровно в 2 раза и самую низкую и самую высокую частоту (ограниченную лишь инерционностью процессов переброса). Это возможно потому, что триггер «запоминает» пре­ дыдущее воздействие и «помнит» его до тех пор, пока новое воздей­ ствие не переведет его в другое состояние, которое он также «помнит» до следующего воздействия и т. д.

Все остальные делители (и умножители) частоты такой памятью не обладают, вследствие чего они могут работать при периодически

угольных напряжений с заданным спектром. В частности, при проведении сейсмоакустических и электроразведочных исследований возникает необходимость получения многочастотных напряжений прямоугольной формы. При этом амплитуда и фаза каждой спек­ тральной составляющей должна регулироваться независимо. Это может быть достигнуто суммированием или перемножением исходных (независимо регулируемых) составляющих синусоидальной формы.

необходимо или сложить два синусоидальных колебания, или пере­ множить. Для трех-четырехчастотного сигнала

s i n сохг • s i n о у • s i n со3£ = — [sin (сс^ — со2 - f со3) t —

248

Из суммарного сигнала можно путем усиления-ограничения получить сигнал прямоугольной формы. Очевидно, что можно брать исходные составляющие прямоугольной формы — это в значитель­

также перемножением. В случае двухчастотного сигнала надо пере­ множить два прямоугольных напряжения; для этого их надо про­

тельные импульсы инвертировать в положительные и суммарной последовательностью импульсов запустить триггер, то получим

249