Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

книги из ГПНТБ / Ермолов Р.С. Цифровые частотомеры

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

23.10.2023

Размер:

8.12 Mб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 / 1614 15 16 > Следующая >>>

Д л я погрешности		Ату условной		длительности импульса				в ы р а ж е
ния, аналогичные	в ы р а ж е н и я м		(5-36)		и	(5-38),	имеют вид:
А т у с = (	- ^	^ + а 0 -	^ о \|	А	т ф	+ ( т ф 0	+ ^) Да,	(5-39>

о*

Систематическая с о с т а в л я ю щ а я погрешности коммутации ус ловной длительности, определяемая средними значениями случай ных аргументов, может быть представлена в виде:

Дт

= Т 1 П - ^

(5-41)

5-3.

Линеаризация

выходных

характеристик ПИП

В ы х о д н а я характеристика большинства

промышленных

а н а л о

говых

П И П

(с

выходом

в виде

н а п р я ж е н и я или

тока)

является

линейной. Д о

того

к а к

получила

развитие

ц и ф р о в а я измеритель

ная техника,

при

р а з р а б о т к е П И П одним

из первых

требований

было

обеспечение

линейной

выходной

характеристики,

что очень

в а ж н о

при использовании

их в

простых

измерительных

устрой

ствах.

С развитием цифровой измерительной техники и появлением

довольно

с л о ж н ы х

И И С

требование

обеспечения

линейности

вы

ходной характеристики

П И П о к а з а л о с ь д а л е к о не первостепенной

важности .

Н а

первый

план

выдвинулись

такие

требования,

к а к

простота и н а д е ж н о с т ь конструкции, высокая степень воспроизво

димости

выходной характеристики,

долговременная

стабильность,

простота

п р е о б р а з о в а н и я

выходной

величины в цифровую

форму .

Эти требования

обусловили

поиски

новых принципов

построения

П И П .

В наибольшей степени перечисленным требованиям удовлетво

ряют частотные и время - импульсные

П И П . О д н а к о

большинство

из

них имеют

нелинейную

выходную

характеристику .

связи

этим

появляется

необходимость

р а з р а б о т к и л и н е а р и з у ю щ и х

устройств.

Принципиально л и н е а р и з а ц и ю м о ж н о производить к а к

ана

логовой,

т а к

цифровой

формах .

настоящее

время

широко

известны

различные варианты построения аналоговых

л и н е а р и з а т о -

ров [46]. Большинство

из

них

основано на использовании

кусочно-

линейной

аппроксимации

выходной

характеристики

П И П

исполь

зованием

диодов. О б щ и м

недостатком таких линеаризаторов я в л я

ются трудности,

возникающие

при исключении влияния

изменений

о к р у ж а ю щ е й

температуры

на

точность линеаризации,

из-за

него

последняя о к а з ы в а е т с я

ограниченной. Экономичность и на

дежность

современных

электронных

компонент

(в

частности,.


и н т е г р а л ь н ых микросхем) позволяют р е а л и з о в а т ь				высоко		точные
и н а д е ж н ы е цифровые		л и н е а р и з а т о р ы .
Существуют три метода цифровой			л и н е а р и з а ц и и :
1. Использование		специального	функционального		генератора,
который	инвертирует	выходную характеристику		П И П	цифровым
способом.	М е т о д о к а з ы в а е т с я удобен д л я л и н е а р и з а ц и и					ограни

ченного класса специальных функций и является относительно до рогим.

2. Л и н е а р и з а ц и я выходной характеристики П И П .		П о с л е д н я я
заменяется по участкам отрезками п р я м ы х	(кусочно-линейная ап
п р о к с и м а ц и я ) , различный наклон которых	реализуется	с помощью

двоичных умножителей . Недостатком метода является сравни тельно невысокая точность аппроксимации .

3.	Л и н е а р и з а ц и я кривой ошибок,	п р е д с т а в л я ю щ е й собой	раз
ность	м е ж д у линеаризируемой кривой	и ж е л а е м о й линейной	зави

с и м о с т ь ю . Этот метод позволяет получить высокую точность ли

неаризации д л я широкого класса

функций.

Н и ж е р а с с м а т р и в а ю т с я

д в а способа реализации

третьего

ме

тода цифровой

линеаризации .

частотных

П И П

и з м е р я е м а я

величина

воспринимается

эле

ментами

частотозависимой

цепи

автоколебательной системы. Вы

х о д н а я частота

П И П о к а з ы в а е т с я

однозначной функцией

измеря

емой величины. Эта функция может быть

к а к линейной, т а к и не

линейной.

Анализируя

в ы р а ж е н и я

д л я

функций,

с в я з ы в а ю щ и х

частоту с

измеряемой

величиной,

д л я

П И П , различных

по прин

ципу

действия,

м о ж н о сделать вывод,

что большинство из них сво

д и т с я

к следующему ряду [41]:

/ = f t i

Ух,

І = к х

X—m

/ =КХ,

f = k x

m — X

/ =

kJX,

f = k r

X + m

/ =КіУх,

где f—выходная

частота

П И П ;

X—измеряемая

величина;

ти

к{ — постоянные.

После измерения частоты необходимо осуществить такую обра

ботку результата, чтобы была				воспроизведена функция,			о б р а т н а я
выходной характеристике П И П .
Д л я	выходных	характеристик			П И П	(5-42) м о ж н о	з а п и с а т ь
•обратные	функции:	X	=kf\	5)	X = m + kf\
	1)	X	=kf\	5)	X = m + kf\
	2)	X	=kf,	6)	X =	m—kp,	(5-43)
		X		7)	X =	kf*—m.	(5-43)
	3)	X	=klf,	7)	X =	kf*—m.
	4)	X	=kff*,

П р о с т е й ш ей формой аппроксимации

является

кусочно-линей

ная. Л ю б у ю

функцию

X = (f(f)

м о ж н о

представить

в виде

л о м а н о й

кривой (рис. 5-10), которая получается делением

в о з м о ж н ы х зна

чений

аргумента

на

поддиапазоны

/ — 5,

внутри которых

функ

ция

ф(/ )

з а м е н я е т с я

прямой .

Че м

у ж е

поддиапазон,

тем

точнее

аппроксимация .

Д л я

к а ж д о г о

из поддиапазонов

м о ж н о

записат ь

уравнения

прямой:

Х в

= Х м + а Л ,

h<f<f3,

(5-44)

XS0

+ a3f,

f3<f<h-

Определи м

необходимое

число

поддиапазонов,

обеспе

ч и в а ю щ е е

з а д а н н у ю

точность

линеаризации .

м а т е м а т и к е при

аппрок

симации

функций

одним

из

наиболее

употребительных

способов

является

отыскание

аппроксимирующей

функции

по методу наименьших квад

ратов

[47]. П о

этому

методу

аппроксимирующу ю

функцию

находят из соотношений:

М = / [ /

(х)—ср

(x)f dx,

(5-45)

fm f

о = Ум/(Ь—а),

(5-46)

Рис. 5-10. Кусочно-линейная

аппрок

симация

нелинейной

выходной

ха

где

интервалг

аппроксимации

рактеристики ПИ П

з а д а н значениями

аргумента

a^x^b;

f(x)

— аппроксимируемая

функция;

с р ( х ) — а п п р о к с и м и

р у ю щ а я функция;

о — среднеквадратическа я

погрешность

аппрок

симации .

В наше м случае а п п р о к с и м и р у ю щ а я функция представляет со

бой

пряму ю

вида

(5-44). Если

по

методу

наименьших

к в а д р а т о в

а п п р о к с и м и р у ю щ а я

функция отыскивается

виде

ср(%) = аофо(*)

+ аіц>і(х),

где Фо=1 , фі = х, то

д л я

определения коэффициентов

а0

и а,\ получается система

линейных уравнений:

1	дМ	п
—	—	= 2
l	oak	і = 0

ь	ь	щ (х) dx = 0,
at J	q>,(х) ф А (х) dx—П(х)	щ (х) dx = 0,	(5-47)
о	о

где	k = 0;	1.
	Р а с с м о т р и м первую функцию		из р я д а (5-43), имеющую вид:
f(X)	=kx2,	и пусть Ь = ас. Тогда,	воспользовавшись в ы р а ж е н и е м

(5-47), дл я коэффициентов

аппроксимирующей

функции

получаем

3 с4 — 1

+ 1

4 б 3 — 1

•ка\

( с » - 1 ) ( с + 1 )

с 3 — 1

(5-48)

с4 — 1

с + 1

3 (с — 1)

З ( С 2 - 1 ) (

£ а 2

С + 1 )

С учетом (5-46)

м о ж н о получить формулу:

б =

a 1 0 ( c 4 - l )

( 2 a o o - a i o ) ( с

- ^

Гс —

2 ( с — 1)

3 (с — 1)

( с - 1 )

я 1 0 ( с + 1 ) +

а2

(5-49)

где

6 = а/(/га 2 ), a00 = aQ/(ka2),

aw = aj

(ka).

Втора я

функция

р я д а (5-43)

является

линейной.

Третью и четвертую м о ж н о

представить

так : X = kT;

X =

kTz,

где

T=l/f.

Третья

функция

является линейной

от периода,

чет

вертая аппроксимируется прямой, с коэффициентам и и среднеква -

дратической

погрешностью

аппроксимации,

определяемым и

выра

ж е н и я м и

(5-48) и

(5-49).

П я т а я функция

отличается

от первой только

наличием

началь

ного

значения

т,

которое будет

д о б а в л я т ь с я к коэффициенту

а0

в аппроксимирующей

функции. В ы р а ж е н и е

д л я

среднеквадратичен

ской погрешности аппроксимации совпадает с в ы р а ж е н и е м

(5-49).

Совершенно очевидно, что первая и пятая функции при одина

ковых интервала х

аппроксимации

(при одинаковых

с) будут

иметь

одинаковую

погрешность аппроксимации .

шестой и седьмой

функциях

нелинейная с о с т а в л я ю щ а я

совпа

д а е т с первой функцией. Поэтому

и в ы р а ж е н и я

д л я коэффициен

тов аппроксимирующей функции

и погрешности

б совпадаю т с вы

р а ж е н и я м и

(5-48)

(5-49). Отличие

з а к л ю ч а е т с я

только

в том,

что

при

расчете

аппроксимирующей

функции

вместо

коэффици

ента

с 0 , определяемого

в ы р а ж е н и е м

(5-48),

необходимо

принимать

коэффициент

ao' = ao — гп. Д л я шестой

функции

такое

утверждени е

не к а ж е т с я

очевидным. О д н а к о м о ж н о показать, что эт а функция

сводится

виду седьмой функции,

д л я которой

приведенные

рас

с у ж д е н и я очевидны. Шестая функция в числе

импульсов

може т

быть представлена

в виде Nx

= Nm

— Nf.

Если перед измерением в счетчике установить число N, а счет

чик включить в р е ж и м вычитания, то результат

измерения

примет

вид:

= N + Nf — Nm.

З а д а в

N = 0,

получаем

= Nf

— Nm,

что

эквивалентно

функции

вида

X = kf2

— т. Если

включить

счетчик

в р е ж и м

суммирования, то

результатом

измерения

будет

число


Nx = Nm — Nf.			Считывая	этот		результат	в	дополнительном			коДб,
получаем		NX	= NC4 + Nj — Nm,			где iV C 4 — объем счетчика.					Изме
нив а0	так, чтобы N'm = Nm				+ NC4, м о ж н о		получить		NX = NC4 + Nf —
— NC4	— Nm = Nf — Nm,			что	эквивалентно			седьмой	функции.
Т а к и м		образом, д л я		всех		рассмотренных типичных				выходных
характеристик			частотных преобразователей					с помощью		в ы р а ж е н и й

(5-48) и (5-49) м о ж н о рассчитать зависимость погрешности ап

проксимации	от относительного				интервала аппроксимации,			т. е.
зависимость	б = гр(Аа ), где			Д а = ( Ь —		а)/а	= с—1. Боле е того,	при
одинаковых	относительных			интер
в а л а х погрешности		аппроксимации
д л я всех преобразователей будут
одинаковы.	Н а рис.	5-11	приведена			г	8, г)
зависимость	8 = t p ( A a ) ,		рассчитан			10'
ная по в ы р а ж е н и я м			(5-48)		и
(5-49).

К а к

видно

из рис. 5-11,

при

от

—?— /

носительном

интервале

аппрокси

мации,

не

п р е в ы ш а ю щ е м 4%, по

10'

—

грешность аппроксимации не пре

і '

вышает

0,012%.

Следовательно,

при 20% - ной девиации частоты на

выходе преобразователя, что харак

терно

д л я

большинства

частотных

10 —t

преобразователей,

достаточно

пяти

интервалов

аппроксимации

выход

ной

характеристики

преобразова

теля.

Пр и

этом

погрешность

ап-

Аа

роксимации

не

превысит

0,012%.

10 0

Пусть

функция,

обратная

выход

4-5

1 8

ной

характеристике

П И П ,

имеет

вид, приведенный на рис. 5-10

(кри

Рис.

5-11. Зависимость погрешно

вая

/ ) ,

нелинейность

выходной

сти

от

интервала

аппроксимации

характеристики

описывается

функ

цией

f = kX2.

Пр и этом частота на

выходе

П И П

может

изменяться

в пределах от /о до fm.

З а д а в ш и с ь

допустимой

погрешностью

аппроксимации,

помощью

в ы р а ж е н и й

(5-48)

(5-49)

определяем

интервалы

аппроксимации,

внутри

к а ж д о г о

из

которых

з а м е н я е м

реальную

функцию

прямой

вида

(5-44).

Выходная

характеристика

П И П

будет

линейной

(кривая

/ /

на

рис. 5-10),

если

о б р а т н а я

функция

ее имеет вид:

= a'o + a'ifx>

( 5

- 5 0 )

где

а'о и

а\

определяются в ы р а ж е н и я м и

(5-48)

при

c =

/ i / / 0 .

нашем

случае

о б р а т н а я

характеристика

нелинейна. Н а

пер

вом участке		аппроксимации	эта характеристика описывается урав
нением:	Xi — aoi + On/jc, где		Сої и an	определяются в ы р а ж е н и я м и
(5-48)	при	c = fi/f0. Таким	образом,	д л я линеаризаци и выходной

х а р а к т е р и с т и ки датчика в результат измерения необходимо ввести

поправку,

равную

д л я

первого участка

аппроксимации

разности

{Х'~ХХ)

= АХ,

= a'Q-aol

{а[-ап)

fx,

или в числе импульсов:

{f'o-rm)T0+(T[-Tn)fx,

(5-51)

где f'0T0=a'0;

foiT0=a0i;

Т\ =

а\\

Тн—-аи.

Р а с с у ж д а я

аналогично, м о ж н о

показать, что

в общем случае

поправка

в числе

импульсов

определяется в ы р а ж е н и е м (48]:

Мс

(Го-ЦТ0+(Т-Ти)[х>

(5-52)

где і — порядковый

номер участка аппроксимации

(і = 0, 1,2,. .. , 5);

Т'і — образцовый интервал, тождественный коэффициенту а\;

Тц—

образцовый интервал, тождественный коэффициенту ац.

В ы р а ж е

ние (5-52) представляет собой аппроксимированную кривую

оши

бок. Коэффициенты айг и ац рассчитываются с помощью

в ы р а ж е

ний (5-48), где

c=fi+i/fi.

Н а

первом

участке

при

fx = fo

имеем

A/Vi = 0.

Тогда

получаем

уравнение: (f0

— / ш ) Т 0 + (Т\

— Tn)f0

= 0,

откуда

' 01

' 0

П о д с т а в л я я

в ы р а ж е н и е (5-53) в

(5-52), получаем

AN і =

^If-(Т[-Ти)

/0+

[Т[-Ти)

(5-54)

/оі —

' 0

Частоту fx

можно

представить

виде суммы: fx = fo+(їх

— fo).

Тогда

f0^(T-Tn)fo+(T-Tu){i-f0).

(5-55)

К а к

видно

из

в ы р а ж е н и я

(5-54),

поправка

является

линейной

функцией

частоты.

Следовательно,

в счетчик

результата

необхо

д и м о вводить импульсы некоторой образцовой частоты в течение

времени,		пропорционального измеренной		частоте.	Пусть	время
введения		поправки
			TK = (Nx~N0)/fOK,			(5-56)
где	Тк — время		введения поправки или	время коррекции		резуль
тата	измерения;		/ок — некоторая о б р а з ц о в а я частота;		No, Nx	— по

к а з а н и я	счетчика,	соответствующие частотам		f0,	fx	соответственно,
причем	NQ = T[fQ;	Nх = T[fx.	Тогда частота		импульсов			коррек
ции результата измерения на t'-ом участке (fx				= fi)		д о л ж н а		быть
		1 _\|_	( ^ J - J j O i o ...			ТІ—ТІ	/ок- (5-57)
							/ок- (5-57)
		fm-f'oj	T'i{h~fo)			T[

136

Т а к

к а к f0,

fou т'и

тц

определяются

коэффициентами

а'0,

аОІ,

а'и

а.ц

соответственно,

то

в ы р а ж е н и е (5-57)

м о ж н о

переписать:

/ КІ

+ ао~

aoi\

( f l i - a n ) / o

foK-

(5-58)

aoi-a'oJ

a'i [h—fa)

a'i

Совершенно аналогичное в ы р а ж е н и е

м о ж н о получить

д л я

ча

стоты корректирующих импульсов и в случае измерения

периода.

При

этом в первом

с л а г а е м о м в ы р а ж е н и я

(5-58)

вместо

отноше

ния

/о/(/г — fo) следует

подставлять Тої (Т{

— Т0).

П р е о б р а з у е м

в ы р а ж е н и е

(5-58). К а к

видно

из

соотношений

(5-48), коэффициенты аппроксимирующей функции м о ж н о пред

ставить

в виде:

а0

= n'kfl,

а\ =

m'kf0,

(5-59)

aoi

= nkfl

=mkfp

т а к к а к

(5-48)

а представляет собой начальную

частоту к а ж

дого участка аппроксимации .

П о д с т а в л я я

соотношения

(5-59)

в ы р а ж е н и е (5-58)

с учетом

равенства f, = /o + iA/, где Af—

интервал аппроксимации,

получаем

m ' - m J l + ^ / 0 K

/к£ =

m і

—

/ о

m' — m

Г + і

^J-f0K.

(5-60)

В ы р а ж е н и е

(5-60)

позволяет сделать следующие

выводы:

Частоты

корректирующих

импульсов

д л я

соответствующего

участка

аппроксимации

зависят

л и ш ь

от точности

аппроксимации

или интервала

аппроксимации А///о и девиации

частоты

iAf/fo-

Д л я

всех

частотных П И П ,

х а р а к т е р и з у ю щ и х с я нелинейно-

стями

вида

(5-42), независимо

от

абсолютного

значения

частоты

на выходе

при

одной и той

ж е

точности аппроксимации

частоты

корректирующих импульсов д л я одноименных участков аппрокси

мации будут оставаться неизменными . Действительно,							д л я первых
четырех		функций вида (5-43) коэффициенты aoi				и ац,		определя
емые	в ы р а ж е н и я м и		(5-48), где вместо а подставляются					значения
fi, будут		одними и	теми		ж е . Д л я остальных функций		коэффици
енты ац		останутся	т а к ж е		неизменными, а коэффициенты			aoi	изме
нятся	на постоянную			величину т . Н о на т а к у ю ж е величину					изме
нится	и	коэффициент		а'о.	Следовательно, дробь	( а ' 0 — аог)/(а <и —
— а'о)	в	в ы р а ж е н и и		(5-58) останется неизменной д л я			всех		функ
ций вида		(5-43).
3.	Д л я функций,			отличных от функций вида		(5-42),		значения
коэффициентов п',			п,	m',	m изменятся; однако,	изменив		образцо -

€ Р . С. Е р м о л о в

137

вую	частоту / 0 к , м о ж н о сохранить				частоты		корректирующих им
пульсов		по	участкам	аппроксимации т а к и м и			ж е , к а к и		д л я	функ
ций	вида	(5-42). Это позволяет построить цифровой						функциональ
ный	преобразователь			частоты и временных интервалов д л я
широкого ряда функций без существенного усложнения										схемы
прибора .
Н а рис. 5-12 приведена у п р о щ е н н а я						структурная		схема		цифро
вого	функционального			п р е о б р а з о в а т е л я		частоты. Схема			р а б о т а е т
с л е д у ю щ и м			образом .	П о к о м а н д е	«Запуск»		на вход	Зп	произво

дится общий сброс устройства в исходное состояние, и через не

которое время Т з в ь	определяемое		элементом	временной		з а д е р ж к и
ЗВ1, переключается	в	единичное	состояние триггер		Тг1,	в	резуль
тате чего открываются		схемы совпадения Cnl		и Сп2.	Через		послед

нюю импульсы от генератора образцовой частоты Г начинают по

ступать

на

вход делителя

частоты ДЧ,

ф о р м и р у ю щ е г о о б р а з ц о в ы е

интервалы

времени.

Через

схему

совпадения

Cnl

импульсы

измеряемой

частоты

fx,

сформированные

формирователем

Ф,

начинают

поступать

на

вход реверсивного счетчика Сч1, вклю

ченного

устройством

выбора

р е ж и м а

работы

счетчика

ре

ж и м

суммирования . Производится измерение

частоты

автомати

ческим

выбором

предела

так,

та к и з л о ж е н о

гл.

концу

измерения в счетчике

Сч1

будет

н а б р а н

код, пропорциональный из

меренной частоте,

устройстве автоматического

выбора

преде

лов — код предела . П о

команде

«Конец измерения»,

поступающей

выхода

собирательной

схемы

С62,

триггер

Тг1 с б р а с ы в а е т с я

исходное

нулевое состояние,

з а к р ы в а я

тем

самым

схему

совпа

дения

Cnl,

триггер

Тг2

переключается

в единичное

состояние,

в результате чего остается открытой схема совпадения Сп2 и от

крываются

схемы

СпЗ

Сп19.

момент

переключения

триггера

Тг1

перепадом

н а п р я ж е н и я

на нулевом выходе последнего с

по

мощью

ф о р м и р о в а т е л я

импульса

ФИ

формируется команда,

по

с т у п а ю щ а я

на

устройство

считывания

УСч

и устройство

в ы б о р а

предела, в результате него код частоты и код предела

переписы

ваются

регистр

Рг.

К р о м е

того, импульс

с выхода

ФИ

через

время

т 3 в 2 ,

з а д а в а е м о е

элементом

временной

з а д е р ж к и ЗВ2,

посту

пает на сброс в исходное состояние устройства выбора

пределов

УВП.

момента

переключения

триггера

Тг2

единичное

состояние

на вход счетчика Сч2 начинают поступать импульсы					одной	из	об
разцовых частот /окі — /ок5, в ы б и р а е м ы х			в зависимости		от вида		л и
неаризуемой функции. Если		начальной	частоте	всех	П И П	з а д а т ь
в	соответствие одно и то ж е	число импульсов,		что осуществляется
с	помощью устройства выбора пределов УВП			и схем совпадения

Сп4 — Сп8, в ы б и р а ю щ и х требуемый образцовый интервал времени Ги—TQY, то при постоянном интервале аппроксимации для лю бого вида функции н а ч а л ь н ы м частотам всех последующих участ

ков аппроксимации	будут соответствовать	т а к ж е одни	и	те ж е
числа. Это позволяет к счетчику Сч2 подключить устройства				срав
нения Cpl — Ср4,	фиксирующие моменты	накопления	счетчиком

fx ,

Trf	СпЗ

Тг2

\3B1\

-Сброс общий

Л	]к<	ffe	f^jj
Зп
			\Cnttl~, \Спй

Ь - 1

Вид нелинейности	Выход
W		t	Код	частоты
	УСч		Код	частоты
	УСч
	Сч!
Считывание	УВП			Кодпредела
	УВП
Сброс	и	Щ		Рг
				Рг
				УСр	К
ти	Сп5Ы	\Cnl	\Cn8W	Сч2
т				Hi
т				Ср1\ \Ср2\ СрЗ\
				Ср1\ \Ср2\ СрЗ\
OKI	V0K2Ч}К	'окз
OKI	V0K2Ч}К	Щ
т	АСпЩ	ИМЯ А\СпЩ	\СпЩ
т

\С65\

s\Bud функции

Рис, 5-12. Структурная схема функционального цифрового преобразователя частоты


чисел, равных		предельным		д л я к а ж д о г о	участка		аппроксимации .
Устройства сравнения			представляют собой			схемы		совпадения,
в х о д ы которых		подключены		к р а з р я д а м	счетчика		Сч2, о б р а з у ю
щ и м	предельные числа. В исходном состоянии					устройства			выбора
пределов УВП		открыта схема совпадения			Сп9,	с	выхода		которой
через	собирательную		схему	С64, схему	совпадения			СпЗ,	подго

товленную к работе по одному из своих входов сигналом с единич ного выхода триггера Тг2, и собирательную схему С61 на вход счетчика Сч1, р а б о т а ю щ е г о в р е ж и м е с у м м и р о в а н и я или вычита ния в зависимости от вида линеаризуемой функции, начинают по


ступать		корректирующие импульсы частоты / к і - В это ж е					время
число,		н а б и р а е м о е		счетчиком Сч2, непрерывно сравнивается с				по
м о щ ь ю устройства				сравнения	кодов УСр	с числом, установленным
в регистре Рг.			Если	измеренное значение		частоты относится к пер
вому	участку		аппроксимации,		то процесс корректировки		резуль
т а т а	измерения будет п р о д о л ж а т ь с я до					тех пор, пока в счетчике
Сч2	не установится			число, равное числу,		хранимому в регистре		Рг.

В момент равенства названных чисел на выходе устройства срав

нения УСр появляется		сигнал, переключающий триггер7г2 в исход
ное нулевое	состояние,	в	результате чего з а к р ы в а ю т с я схемы сов
падения Сп2	и СпЗ, а	тем	с а м ы м п р е к р а щ а е т с я и процесс	коррек
ции результата измерения, т. е. в счетчик результата Сч1				вводится
число импульсов требуемой частоты, пропорциональное				измерен

ному значению частоты. Если измеренное значение частоты отно

сится ко второму участку аппроксимации, то в момент

накопления

счетчиком Сч2 числа, равного предельному

д л я

первого

участка

аппроксимации,

на

выходе устройства

сравнения

Cpl

появляется

импульс,

который

через

собирательную

схему Сбб

поступает

на

вход устройства выбора пределов УВП,

переключая его в следую

щее состояние. П р и этом

к о р р е к т и р у ю щ а я

частота

первого

уча

стка

f K i

отключается и

подключается

к о р р е к т и р у ю щ а я

частота

второго

участка

/ К 2 - Т а к

п р о д о л ж а е т с я

до тех пор, пока в счет

чике

Сч2

накопится

число, равное числу, хранимому

в регистре

Рг,

либо предельному числу второго участка аппроксимации, выделя

емого

устройством

сравнения

Ср2.

Аналогично

осуществляется

коррекция

на

остальных

участках аппроксимации . К о д результата

считывается со счетчика,

код

предела — с соответствующих

раз

р я д о в

Рг.

К а к

видно

из изложенного, к моменту перехода на последую

щий

участок

аппроксимации

счетчик результата

будет

введена

м а к с и м а л ь н а я

п о п р а в к а предыдущего

участка, т. е. поправки

всех

последующих

участков суммируются . Т а к

д о л ж н о происходить до

тех

пор, пока

не будет достигнута точка перегиба функции, или

пока

выполняется

условие

ац>а\,

поправки суммируются . П р и

ац =

а\

поправка

не д о л ж н а

вводиться,

т. е.

на

таком

участке

аппроксимации

д о л ж н а

сохраниться

поправка

предыдущего

уча

стка, и при

ац<а\

поправки

всех последующих

участков

д о л ж н ы

вычитаться

из

поправок

предыдущих

участков. Д л я

переключения

р е ж и м а

р а б о т ы

реверсивного

счетчика вход устройства выбора

ре-

<<< < Предыдущая 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1314 / 1614 15 16 > Следующая >>>

Соседние файлы в папке книги из ГПНТБ

#
29.10.20238.7 Mб8Ерин Б.Г. Контроль качества мостостроительных работ.pdf
#
30.10.202321.35 Mб15Ермолаев Н.Н. Механика грунтов. Основания и фундаменты.pdf
#
30.10.202323.7 Mб21Ермолаев Н.Н. Проектирование оснований и фундаментов справочное пособие.pdf
#
23.10.20236.67 Mб4Ермолаева Э.Н. Элементы численного анализа учеб. пособие.pdf
#
24.10.20239.48 Mб21Ермолин Н.П. Расчет коллекторных машин малой мощности.pdf
#
23.10.20238.12 Mб23Ермолов Р.С. Цифровые частотомеры.pdf
#
20.10.20238.24 Mб34Ермолов, Л. С. Основы надежности сельскохозяйственной техники учебное пособие.pdf
#
19.10.20232.64 Mб8Ерофеева, И. А. Импульсные устройства на однопереходных транзисторах.pdf
#
22.10.202311.43 Mб9Ерусалимский, Б. Л. Процессы ионной полимеризации-1.pdf
#
19.10.202314.28 Mб10Ерусалимский, Б. Л. Процессы ионной полимеризации.pdf
#
29.10.20234.26 Mб22Ершов А.В. Газосварщик.pdf