![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Катков, Ф. А. Телемеханика учеб. пособие
.pdfСледует отметить, что временной код на одно сочетание с посылкой неполной серии импульсов не нашел применения в телемеханике, в то время как соответствующий частотный код широко применяется. Наибольшее распространение получил временной код на одно сочета ние при К > яв, который называется сменнокачественным кодом. Отличительной особенностью этого кода является то, что передавае мые последовательно импульсы не разделяются паузами, поскольку
/ |
Ь |
ft |
1 |
ft |
|
ft |
h |
ft |
12 |
|
и |
||
|
|
|
||||
|
|
t |
|
|
|
t |
2 |
ft |
ft |
2 |
ft |
|
ft |
h |
и |
h |
|
и |
||
|
|
|
||||
|
|
t |
|
|
|
i |
$ |
ft |
ft |
|
ft |
|
h |
|
и |
h |
|
и |
|
и |
|
|
t |
|
|
|
i |
4 |
ft |
ft |
4 |
h |
|
f> |
h |
и |
ft, |
|
и |
||
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
j |
t |
|
|
|
|
|
|
|
Рис. |
1.11. Комбинации частотно-временного кода на все сочетания |
|||||
(а) и сменнопосылочного кода |
(б) при пц = 4 , |
тч = 2 и яв = 2 . |
смежные импульсы имеют различные качественные признаки (разную частоту заполнения).
Количество комбинаций сменнокачественного кода |
|
М — Ск\. |
(1.34) |
Частотно-временные коды. При построении частотно-временных кодов используется одновременно частотное и временное разделения импульсов.
К комплектным частотно-временным кодам относятся коды, состоя щие из постоянного числа яв многочастотных посылок,' следующих последовательно во времени. Если многочастотные посылки разделя ются между собой интервалами, то на комбинирование никакие до полнительные ограничения не накладываются. Для образования каж дой посылки используются все комбинации частотных импульсов.
Общее количество элементов кода равно С™*, а число кодовых комбина
ций для частотно-временного кода на все сочетания
м = (С'''ччЛ . |
(1.35) |
На рис. 1.11, а показано несколько комбинаций частотно-времен ного кода на все сочетания при яч = 4, тч — 2 и пв = 2. Общее число комбинаций кода
М = (С2)2 = ( ^ - ) 2 = 62 =36.
30
Как видно из рис. 1.11, а, в комбинациях этого кода допускаются смежные посылки, состоящие из одинаковых частот. Поэтому отдель ные посылки обязательно должны разделяться паузами, • что уве личивает время передачи кода. Необходимость применения синхро низированных и синфазированных распределителей в этом случае усложняет схемы передающих и приемных устройств. Однако при на ложении на комбинирование дополнительных ограничений можно по лучить безынтервальные сменнопосылочные частотно-временные коды, для декодирования которых распределители не нужны, так как эти коды обладают свойством самораспределения.
Наиболее часто применяется сменнопосылочный код на сочетания, количество комбинаций которого
М = С \ . |
(1-36) |
пч |
|
На рис. 1.11, б показано несколько комбинаций этого кода при
пч — 4, /пч = 2 и пв = 2. |
Общее число комбинаций кода |
М = |
С^2 = С§ = —j — — 15. |
При количестве одновременно передаваемых частот mq = 1 полу чаем сменнокачественный код. В этом случае пчдолжно быть заменено на К, так как в сменнокачественном коде различное частотное запол нение импульсов используется не для их разделения, а как частотный качественный признак импульсов.
1.8. КОДИРОВАНИЕ ПРИ ПЕРЕДАЧЕ БУКВЕННО-ЦИФРОВОЙ ИНФОРМАЦИИ
Кодирование при передаче буквенно-цифровой информации заклю чается в преобразовании передаваемых знаков (знаков сообщений), представленных /-элементным двоичным кодом, в «-элементные кодо вые слова (кодовые комбинации), принятые для передачи сообщений. При декодировании осуществляется обратное преобразование.
Код передачи выбирается таким образом, чтобы обеспечить требу емую верность передачи при наличии помех в канале связи. Для этого код передачи должен обладать определенной избыточностью. Поэтому применяются избыточные коды. Избыточные коды позволяют обнару живать и исправлять ошибки в принятых кодовых комбинациях.
Избыточные коды/ применяемые для передачи буквенно-цифровой информации, могут быть двоичными и многочастотными. Наибольшее применение получили двоичные равномерные (комплектные) коды, которые делятся на блочные и непрерывные.
Блочными называются такие коды, в которых каждому сообщению (или элементу сообщения) сопоставляется блок из символов (кодовая комбинация), которые кодируются и декодируются независимо. Для равномерных кодов количество элементов п для всех блоков одина ково.
Непрерывные, коды (называемые также рекуррентными или цеп ными) представляют собой непрерывную последовательность символов,
31
не подразделяемую на блоки. Процессы кодирования и декоди рования этих кодов также имеют непрерывный характер. Передавае мая последовательность образуется путем размещения в определенном порядке проверочных символов между информационными символами исходной последовательности, причем все поверочные разряды обра зуются по одному и тому же правилу. Непрерывные коды могут обна руживать и исправлять пакеты ошибок.
Разделимыми называются п — k коды, в которых информацион ные (k) и поверочные (тг — /г) разряды занимают всегда одни и те же позиции. Поверочные разряды необходимы для обнаружения и исправ ления ошибок.
Разделимые коды делятся на систематические и несистематические. Систематическими называются блочные разделимые (n,k) коды, в которых поверочные разряды представляют собой линейные комбина ции информационных. Эти коды являются групповыми кодами, так как кодовые комбинации являются группой по отношению к операции сложения по модулю два (сумма любого количества кодовых комбина ций по модулю два дает также кодовую комбинацию данного кода). В иностранной литературе систематические двоичные коды получили название кодов с проверкой на четность (parity check codes), так как совокупность результатов проверок на четность позволяет обнару жить ошибки, определять ошибочные позиции и исправлять ошибки. Систематические коды образуют обширную группу кодов. Наиболее важными из них являются коды Хэмминга и циклические коды.
Основным параметром, характеризующим помехоустойчивость из
быточного кода, является коэффициент обнаружения |
и исправления |
|
А |
(1.37) |
|
~ А + В ’ |
||
|
||
где А — общее число искаженных комбинаций с |
обнаруженными |
|
или исправленными ошибками; |
|
В— общее количество комбинаций, ошибок в которых не обна руживается.
Число разрешенных комбинаций для п, k кода определяется коли чеством информационных разрядов
М = 2й = 2П- = -f^ -= 4 " . |
(1.38) |
где ч — число поверочных разрядов (ч = п — k); N — общее число комбинаций кода значности п.
Если под действием помехи переданная (разрешенная) комбинация превращается в запрещенную, то ошибка обнаруживается. Число
таких переходов |
A = M (N — М). |
(1.39) |
|
|
|
||
Общее число всевозможных переходов равно MN, а коэффициент |
|||
обнаружения |
|
|
|
|
М (N — М) |
М |
|
^обн -- |
MN |
N — 1 -----= 1 ----------27" • |
(1-40) |
32
Следовательно, чем больше ч, тем больше и коэффициент обнаруже ния (при ч ->■ то, Я06„ -> 1); однако избыточность кода при увеличе нии ч возрастает:
/ = 1 |
log VW |
(1.41) |
|
log N |
|||
или |
|
||
|
|
||
|
/ = - 2 - ^ 100%. |
(1.42) |
С увеличением количества информационных элементов в кодовой комбинации п, k кодов избыточность уменьшается при незначи тельном снижении помехоустойчивости кода.
Сравним, например, два п, k кода, имеющих одинаковое кодовое расстояние dK= 3. Это коды 7, 4 и 15, 11.
Для кода 7, 4
/ = Ю0% = 43% .
Для кода 15, 11
I = ■ 15~ -- - • 100% = 26%.
Поэтому в устройствах передачи данных поток информации, как пра вило, разделяется на крупные блоки, каждый из которых содержит до нескольких сотен двоичных элементов.
Следует отметить, что при достаточно большом числе передавае мых комбинаций коэффициент обнаружения определяется из выраже ния
|
|
Ьоби = |
= 1-----7г- , |
• |
(1-43) |
так |
как |
Р = РобИ+ Рн, |
(1.44) |
||
|
|
||||
где |
Роби и |
Р — общая вероятность ошибки; |
и необнаруживаемой |
||
|
Ри — вероятности |
обнаруживаемой |
|||
|
|
ошибок. |
|
|
|
|
Для построения систематических п, k кодов используются |
про |
|||
изводящие (порождающие) матрицы. |
|
|
|||
из |
Производящая матрица содержит k строк и п столбцов и состоит |
||||
двух подматриц — единичной и дополняющей: |
|
||||
|
|
Gn,k ~ \\Ih,G n -kA |
(1.45) |
||
где п — количество столбцов; k — количество строк. |
|
||||
|
Единичная подматрица 1к образуется из k |
X k информационных |
|||
разрядов, |
которые занимают |
первые позиции |
кода. Дополняющая |
подматрица и образуется из (п — k) X k поверочных разрядов. Декодирование кода осуществляется при помощи проверочной
матрицы.
Д /i, п—к — II T/fr.n-ft, 7,[—/’(I, |
(1.4G) |
где п — количество столбцов; п — k — количество строк.
2 4-203 |
33 |
Дополняющая подматрица h n-k. к проверочной матрицы полу чается заменой строк столбцами (транспонированием) дополняющей
подматрицы Gn_k,k производящей матрицы.
В качестве примера рассмотрим построение кода 7,3.
|
|
|
Разряды |
S |
|
|
|
|
Пропзпо- |
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
|
дя щая |
I |
|||||||
матрица |
1 |
0 |
0 |
1 |
1 |
0 |
1 |
|
G7.3 = « T ^ Q = |
0 |
1 |
0 |
1 |
0 |
1 |
1 |
II Комбинации |
|
0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
1 |
1 |
III |
Всего код 7, 3 имеет 23 = 8 разрешенных комбинаций. Первые три комбинации являются строками производящей матрицы, четыре комбинации находятся путем суммирования по модулю 2 всевозмож ных сочетаний строк производящей матрицы, восьмая комбинация (нулевая) получается суммированием всех семи комбинаций:
1 0 2 = |
I 1 |
0 0 |
1 |
1 |
0 IV |
|
|||
1 © 3 = 1 |
0 1 |
1 0 |
1 |
0 |
V |
|
|||
2 © 3 = 0 1 |
1 |
I 1 |
0 |
0 |
VI |
|
|||
1 0 2 Ѳ 3 = |
1 |
1 |
1 |
0 |
0 |
0 |
I |
VII |
|
|
0 |
0 |
0 |
0 |
0 0 |
0 |
VIII |
|
|
Если за единичное искажение принимать преобразование |
0 -> 1 |
||||||||
или наоборот, то кодовое расстояние для данного |
кода Д = 4. |
Следо |
вательно, в нем могут исправляться единичные ошибки и обнаружи ваться двойные.
Проверочная матрица для рассматриваемого кода
|
|
Разряды |
5 |
|
|
|
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
6 |
7 |
1 |
1 |
0 i |
1 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
1 j 0 |
1 |
0 |
0 |
|
0 |
1 |
1 j |
0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
1 |
1 І |
0 |
0 |
0 |
1 |
Из проверочной матрицы получаем п — k — 1 — 3 = 4 провероч ных уравнения:
1)s1@s2 ® s4 = О,
2)Si 0 s3 © s5 = О,
3) Sj ® s3 ® ss = О,
4) Si © s2 ® s3 © s-j = 0.
Следовательно, как это и должно быть для систематического кода, поверочные разряды s4 — s7 являются линейными комбинациями
34
информационных. Например, для первой комбинации 1001101 кода 7,3 имеем:
Si = |
sx 0 |
s2 |
= |
1 © 0 = |
1, |
s0 = sa © s3= 0 ф 0 = 0, |
% = si Ѳ s3 |
= |
1 ® О = |
1. |
Sj = s^@sa ©s 3— 1 © О ф О = 1 . |
||
Как |
уже |
отмечалось, |
в |
коде 7,3 могут исправляться единичные |
ошибки и обнаруживаться двойные. Если поверочная последователь ность (синдром)
D j^ D 0 — 0000,
то кодовое слово принято правильно.
Предположим, что при передаче по каналу связи кодозая комбина ция V кода 7,3 исказилась в первом элементе:
ЮНОЮ 0 ІОНОЮ.
Используя поверочные уравнения, получим:
1) 0 © 0 © 1 = I,
2)0 © 1 ф 0 = 1,
3)0 © 1 © 1 = о,
4)0 © 0 @ 1 ® 0 = 1 .
Отметим, что синдром имеет нечетное количество единиц. Для ис правления искажения необходимо первый элемент заменить обрат ным, т. е. 0 -*■ 1.
Если произойдет искажение в первом элементе кодовой комбина ции VI, то 0111100 і 1 ill 1100, так что
1) |
1 © 1 © 1 = |
1, |
||
2) |
1 |
© 1 |
© 1 = |
1, |
3) |
1 |
© 1 |
ф 0 = |
0, |
4) |
1 |
ф 1 |
© 1 0 0 = 1. |
Синдром имеет то же значение. Для исправления искажения необхо димо первый элемент заменить обратным.
Для всех возможных единичных ошибок получаем следующие синдромы путем транспонирования проверочной матрицы:
Si— 1101 |
s5— 0100 |
|
s,— |
1011 |
s0— 0010 |
% — |
0111 |
s,— 0001 |
Si— 1000
Используя эти синдромы, можно исправлять единичные искажения. При двойных искажениях синдромы содержат четное количество единиц. Например, если будут неправильно приняты первый и второй
элементы комбинации V, то D/ = ОНО.
В поисках более простой техники кодирования и декодирования были созданы циклические коды. Математической основой для по-
2* |
35 |
строения этих кодов является представление любого числа в виде многочлена фиктивной переменной х:
G (х) = <х0+ Я\Х |
+ 0 ,1- 2*" |
2 + |
о,ц—\хп *, |
(1.47) |
где * — основание кода; а — значение числа |
в данной системе счис |
|||
ления, причем х > а и аткс = х — 1. |
системе, |
имеет вид: |
||
Двоичное число 10011101, записанное по этой |
||||
G {X) = 1 + |
23 + 24 + 25 + |
27. |
|
|
Количество его членов равно числу единиц в кодовом слове. Циклическими называются групповые коды, у которых последова
тельность, получаемая циклическим сдвигом элементов кодового сло ва, также является кодовым словом:
50, S^, . • . , S;i—i, sn
(1.48)
51, s2, . • • , Sn—1, sn, Sq
Циклический код задается в виде производящего или образующего полинома Р (х), максимальная степень которого равна п — k, а ко личество членов — II — k + 1.
Рассмотрим код 7,4 с производящим полиномом
Р (х) = 1 + * + л3, или 1101.
Циклическая перестановка является результатом простого умноже ния производящего или образующего полинома на х:
Р (*) • * = X + л-2 + а-4, или 01101.
Для образования порождающей матрицы припишем к последова
тельности 1101 три нуля для получения а = |
|
7, а затем произведем три |
|||||||
циклических |
сдвига (последовательное |
умножение на |
х, |
х 2 и х3): |
|||||
|
1 |
1 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
|
|
|
0 |
1 |
1 |
0 |
1 |
0 |
0 |
|
|
|
0 |
0 |
1 |
1 |
0 |
1 |
0 |
|
|
|
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
0 |
1 |
|
|
Кодовые |
слова получаются |
путем |
суммирования |
по |
модулю 2 |
всех возможных наборов строки порождающей матрицы, что вытекает из общего свойства групповых кодов. Всего кодовых слов будет С\ +
-ф С\ -f СІ + Ct = 4 + 6 -f 4 + 1 = 15. Кроме того, одно кодовое
слово состоит из одних нулей (сумма 15 комбинаций). Применительно к циклическим кодам принято считать информационными символами
последние |
/г символов |
(соответствующие высшим степеням х |
при |
Р (х) = 1 |
+ * + ...), а |
контрольными первые а — /г символов. |
Об |
работку кодовых слов начинают с информационных символов, т. е. считывание кодового слова идет справа налево.
Проверочная матрица строится на основе полинома, являющегося
результатом деления: |
|
АМ = - Т Й Г - |
(1'49) |
36
Для рассматриваемого кода 7,4 |
|
|
|||
h (X) — |
1 -j- X + |
— = 1 + |
X + |
X1+ |
л4, или 11101. |
Ѵ ' |
1 |
1 |
1 |
’ |
Для получения проверочной матрицы полученную последователь ность переписываем в обратном порядке (на основе ортогональности кодовых слов матриц G и Н) и дописываем два нуля до общего коли чества элементов п = 7. Затем производим два циклических сдвига
для получения п — k строк |
(7 — 4 = |
3). |
Тогда |
|
|||
Нп,п—к |
1 |
0 |
1 |
1 |
1 |
0 |
0 |
0 1 0 1 1 1 0 |
|||||||
|
0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
1 |
1 |
|
7 |
6 |
5 |
4 |
3 |
2 |
1 |
Проверочную матрицу удобнее переписать в виде |
|||||||
0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
1 |
1 |
|
я;.з = 0 1 0 1 1 |
1 |
0 |
|
||||
1 |
0 |
1 |
1 |
1 |
0 |
0 |
|
7 |
6 |
5 |
4 |
3 |
2 |
1 |
|
Следовательно, при декодировании необходимо выполнить сле дующие проверки:
1)sx ф s2 © s3 © s5 = 0,
2)Sj ® s3 © s4 ф Sj = 0,
3)s3 ф ® ss © s7 = 0.
Если результаты этих проверок будут равны нулю, то кодовое слово принято правильно.
Обнаружение ошибки в циклическом коде может быть осуществлено также путем деления принятого полинома на производящий полином. Если принятый полином делится без остатка, как и производящий полином, то ошибки нет. В противном случае ошибка имеется.
Пусть, например, принята |
безошибочная |
комбинация 1100101; |
||
ей соответствует запись 1 -|- х + |
Д + |
|
1 |
I у I j^4 I yü |
хв. Тогда |
^ ^~х _)_^з— = Н~ |
|||
т. е. ошибки нет. |
|
|
|
|
Если же принята комбинация 1100111, то |
|
|||
1+ л +** + л* + х* |
. |
, |
л , |
X8 |
1 - f X + Л-3 |
|
^ |
^ 1 © X + X3 ’ |
т. е. есть ошибка.
Укороченный циклический код получается, если в порождающей матрице вычеркнуто / последних строк и столько же столбцов слева.
Например, из кода 7,4 можно получить код 6,3. Для этого необ ходимо в порождающей матрице кода 7,4 вычеркнуть один столбец слева и одну последнюю строку.
Для передачи буквенно-цифровой информации находит примене ние также неприводимый сменнопосылочный код, у которого начало
37
кодовой комбинации не равно ее концу. При /г„ = 2 код состоит из двух многочастотных посылок с числом комбинаций
(1.50)
Если С™4— нечетное число, то |
|
па |
’ |
(1.51)
При пч = 4 получаем
Из шести возможных сочетаний частот (С? = 6) пусть три, напри мер, /і/2, /у/g, /у , используются только при передаче первой посылки,
а остальные три f j 3, |
/2/4, |
f-J4— при передаче |
второй посылки. Тог |
||
да получим следующие комбинации кода: |
|
|
|||
/Уз. |
/Уз |
/Уз. |
/2/3 |
/1/4. |
/г/з |
/Уг> |
/2/4 |
/Уз- |
/У4 |
/1/4. |
/У4 |
/і/г> |
/3/4 |
/Уз- |
/У4 |
/1/4. |
/3/4* |
Поскольку за каждой посылкой закрепляются только вполне опре деленные сочетания частот, то кодовые комбинации неприводимого смен нопосылочного кода могут посылаться в канал связи без разделитель ных пауз и приниматься в асинхронном режиме работы аппаратуры.
Более широко применяется неприводимый сменнопосылочный код с разделением рабочих частот на группы и комбинированием по од ной частоте с каждой группы. Количество кодовых комбинаций при использовании двух групп по /гч.гр, и пч.ГРг частотравно
|
М = |
|
)"в , |
|
(1.52) |
|
При пч.ГРі = «ч.гр, = |
Пч.гр |
получаем |
|
|
||
|
" |
- ( 4 г |
) ”‘ - |
|
(‘ -S3) |
|
|
|
|
|
42 |
\2 |
|
|
|
|
|
( - у - = 64. |
|
|
Первая посылка может передаваться, например, комбинациями |
||||||
кода /УБ, /Ув, /У7, /У8, |
/Ус, |
/з/5, |
/*/„, |
/У7, а вторая — комбинациями |
||
/У6>/2/7. /л/s, /4/5. /4/7, /з/б. /Уб. /Уз- |
Такое построение кода |
очень удоб |
но при передаче буквенно-цифровой информации, так как и первая, и вторая посылки могут передавать по три разряда двоичного кода.
38
1.9. МЕТОДЫ МОДУЛЯЦИИ
При передаче сигналов по многоканальным линиям связи произ водится смещение первичных сигналов по частоте при помощи моду ляции.
Модуляция гармонического напряжения. Как известно, мгновен ное значение гармонического напряжения
где U0 — амплитуда |
U = U0cos {(s>Qt + гр0), |
(1.54) |
напряжения; |
|
|
со0 — круговая частота; |
|
|
<р0 — начальная |
фаза. |
|
При модуляции гармонического напряжения первичными сигналами можно воздействовать на амплитуду, частоту или на фазу напряжения. В зависимости от этого разли чают амплитудную, частотную и фазовую модуляцию.
Амплитудная модуляция (AM). При амплитудной модуля ции амплитуда модулируемого напряжения изменяется в соот ветствии с законом изменения величины модулирующего сигна ла. Частота модулируемого на пряжения, называемого несу щим, остается неизменной, а начальная фаза может быть раз личной в зависимости от момента начала модуляции.
Амплитудно-модулированные колебания для гармоническо
го модулирующего сигнала |
Р и с . 1 . 1 2 . Г а р м о н и ч е с к и й м о д у л и р у ю щ и й |
|
(рис. 1.12, а) имеют вид, показан |
с и гн а л (а) и а м п л и т у д н о -м о д у л и р о в а н н ы е |
|
|
к о л е б а н и я (б ). |
|
ный иа рис. 1.12, б. |
|
|
Отношение |
|
|
= |
и0 |
(1-55) |
|
|
называется коэффициентом глубины модуляции, или просто коэффи циентом модуляции. Для того чтобы модуляция была без искажений, коэффициент модуляции не должен превышать единицы, т. е. Кк -< 1.
Спектр колебаний, модулированных по амплитуде, зависит от вида модулирующих сигналов. Спектр амплитуд в случае гармонического сигнала изображен на рис. 1.13, а. Этот спектр — дискретный и содер жит только три составляющие высокой частоты, так как Q cö0. Занимаемая ширина полосы частот равна 2Й. Как видно, амплитудная модуляция — это не просто суммирование гармонических колебаний двух частот Q и со0, а этот процесс связан с преобразованием спектра частот.
Если модулирующий сигнал содержит широкий спектр гармони ческих колебаний от QMnH до й макс, то занимаемая полоса равна
39