Distantsionny_kontrol_psikhofiziologicheskogo_sostoyania_s_pomoschyu_sverkhshirokopolosnoy_RLS

161

новится все более затруднительным. Прежде всего, сказываются трудности, обусловленные инерци-

онностью коммутирующих устройств. Далее, с переходом к расстояниям в десятки – единицы метров до цели, начинает в полной мере проявляться принципиальная невозможность работать в этом режи-

ме с узкополосными сигналами, так как необходимо уменьшать длительность импульса до величин,

соизмеримых с периодом колебания несущей частоты, что сопровождается расширением спектра сигнала и, следовательно, требует принципиально иного подхода к конструированию как отдельных блоков, так и РЛС в целом. Использование в радиолокационных системах периодических последова-

тельностей импульсных СКД (сверхкороткой длительности) сигналов, безусловно, открывает широ-

кие перспективы развития радиолокационной техники (см., например, работы [40, 67, 39, 41, 126, 88, 79, 32, 195, 240, 162, 121], а также [170, 77]), но и ставит ряд новых задач теоретического и техниче-

ского характера, решить которые еще только предстоит. В первую очередь это относится, по-

видимому, к задачам формирования [62], излучения и приема [170] СКД импульсных сигналов.

В то же время, как показано выше, возможности модификации «традиционных» схем построе-

ния РЛС путем перехода к квазинепрерывным фазоманипулированным или дискретно частотно мо-

дулированным импульсно-кодовым последовательностям, а также их комбинациям не только не ис-

черпаны, но еще и далеко не исследованы полностью. Обычно при использовании таких сигналов в РЛС, предназначенных для обнаружения малоподвижных объектов и работающих в дециметровом диапазоне длин волн, в частности – РЛС для спасателей, вполне удовлетворительной может считать-

ся относительная полоса частот ( f f0 ) 10% , где f - девиация частоты, f0 - центральная ча-

стота спектра. Конечно, такие сигналы уже не являются узкополосными, но расширение полосы ра-

бочих частот еще не вызывает необходимости кардинального пересмотра идеологии построения ан-

тенных систем РЛС. Тем не менее, имеются серьезные трудности в разработке и конструировании возникают при необходимости построения компактных антенных систем, предназначенных для рабо-

ты в составе портативных РЛС с максимальным потенциалом, работающих в режиме непрерывного излучения. Обусловлены они, прежде всего, наличием связи по электромагнитному полю между близко расположенными приемной и передающей антеннами, работающими в непрерывном режиме и в одной и той же полосе частот при минимальном расстоянии между приемной и передающей ан-

теннами.

162

Как отмечалось выше, проблема уменьшения связи между антеннами далеко не нова и к насто-

ящему времени разработаны методы [97], аккуратное использование которых в большинстве практи-

чески важных случаев позволяет достичь желаемых результатов. В основе этих методов лежат про-

стые и вполне очевидные идеи, а именно: - экранировка приемной антенны или поглощение «вред-

ных» полей излучающей антенны, распространяющихся в сторону приемной; фазовая компенсация связи подачей в противофазе на приемную антенну дозированной части поля излучающей антенны с помощью электродинамических структур (как правило – дифракционных решеток) или радиоэлек-

тронных устройств; работа излучающей и приемной антенн на ортогональных поляризациях. Приме-

нение этих методов в различных комбинациях позволяет относительно легко достичь развязки между

антеннами в 30 40 дБ, однако, дальнейшее увеличение развязки сопряжено со значительными трудностями, которые особенно ярко проявляются при работе с широкополосными сигналами.

Тем не менее, поиск путей повышения развязки между приемной и передающей антеннами остается актуальной проблемой современной радиофизики. В особенности это касается антенных си-

стем портативных РЛС, предназначенных для проведения поисково-спасательных работ в условиях хаотического нагромождения близко – на расстояниях в несколько единиц или десятков метров – расположенных препятствий, предъявляющих к антенным системам этих устройств ряд весьма жест-

ких и, зачастую, противоречивых требований. В частности, в виду того, что малые расстояния как до объекта поиска, так и до отражающих препятствий – «местников» – затрудняют использование ре-

жима работы РЛС с разделением времени, о чем уже говорилось ранее, приемная и передающая ан-

тенны не могут быть объединены и, в то же время, вся антенная система должна обладать минималь-

но возможными массой и габаритами. При этом, антенная система должна обеспечивать высокую

(желательно не хуже 80 90 дБ) развязку приемного и передающего трактов РЛС при малых элек-

трических расстояниях между приемной и передающей антеннами, иметь малый (желательно

~ 20 25 дБ) уровень боковых лепестков при ширине главного лепестка на уровне половинной

мощности 25 30 градусов, обеспечивать устойчивую работу РЛС при произвольном значении

деполяризующего фактора, обусловленном взаимодействием зондирующего излучения с объектом

поиска в относительной полосе рабочих частот ( f f0 ) 10% от значения центральной частоты.

163

Наконец, антенная система портативной РЛС должна обладать достаточной механической прочно-

стью.

Квазирезонансные структуры.

Наряду с исследованием «скомпенсированных» электродинамических структур [75], перспек-

тивным направлением нам представляется разработка антенных систем, геометрия которых обеспе-

чивает возможность минимизации «вредных» компонент полей при работе излучающей и приемной антенн на ортогональных поляризациях. Имеется ввиду хорошо известный факт отсутствия взаимо-

действия поляризационно вырожденных нормальных волн осесимметричных регулярных волнове-

дущих структур или, например, закрытых цилиндрических и коаксиальных резонаторов, в которых возникновение любой «перекачки» энергии из одной поляризацинно вырожденной моды в другую – связь между модами – возможна только при нарушении условий регулярности, т.е. – внесении в структуру соответствующей неоднородности. Любая антенна – принципиально открытая структура и,

вследствие этого не может не иметь нерегулярных участков. Таким образом, одним из реальных спо-

собов минимизации связи между поляризационно вырожденными модами структуры может быть преднамеренное внесение в ее состав квазипериодических открытых осесимметричных резонаторов с большими дифракционными потерями, каждый из которых обладает свойствами поляризационной селекции. При этом режим работы структуры следует выбрать таким, чтобы излученное поле форми-

ровалось как суперпозиция полей дифракционных потерь каждого открытого резонатора, не порож-

дая распространяющихся гармоник пространственного спектра решетки резонаторов. Такая ситуация наблюдается, например, при возбуждении собственными волнами планарного диэлектрического вол-

новода дифракционной решетки с конечным числом периодов.

Этот принцип был реализован при разработке, так называемой, квазирезонансной антенной си-

стемы РЛС, работающей в полосе частот f 800 1150 МГц. Антенная система состояла из трех

осесимметричных соосных секций, собранных на общей алюминиевой траверсе длиной 0, 62 метра.

В осевом направлении секции ограничены алюминиевыми дисками, установленными на расстояниях

кратных величинам 0 2 ( 0 - длина волны, соответствующая центральной частоте) друг от друга.

Облучатели передающей и приемной антенн выполнены в виде настроенных вибраторов, располо-

женных ортогонально друг другу в одной и той же плоскости.

Eq (r,, z) E0q (r,, z) exp[ i(k 2 qS)z] . Здесь S – шаг намотки спирали, k -волновое число, r, , z – координаты точки наблюдения в цилиндрической системе координат, ось Oz которой сов-

падает с осью симметрии структуры. Функции E0q (r,, z) удовлетворяет условиям периодичности

по z и . Периоды, соответственно, равны SM и 2 . Раскладывая E0q (r,, z) в ряды Фурье по z и из условий периодичности находим соотношение, устанавливающее связь между номером n

азимутальной пространственной гармоники, номером q нормальной волны спиральной структуры и порядком M винтовой симметрии: n q mM , где m 0, 1, 2, ... . Таким образом, каждая нор-

мальная волна спирально проводящей структуры представима в виде ряда пространственных азиму-

тальных гармоник, которые и ответственны за излучение. Номера этих гармоник определяются номе-

ром нормальной волны и порядком осевой симметрии структуры. Из установленного соотношения

следует [93, 129], что при M 2 в состав нормальных волн одновременно входят гармоники с

n 1 и только с увеличением порядка винтовой симметрии до значений M 3 возможно «чи-

стое» возбуждение гармоники с n 1 или n 1 .

В [129] даны приближенные выражения для комплексных диаграмм направленности спираль-

ной антенны в меридиональной и азимутальной плоскостях сферической системы координат, поляр-

ная ось которой совмещена с осью Oz ранее введенной цилиндрической системы, которые соответ-

ствуют резонансным режимам, когда на длине одного витка спирали радиуса a укладывается n длин волн: -

f ( ) i exp[ikR0 in ][Jn 1(ka sin ) Jn 1(ka sin )]cos , f ( ) exp[ ikR0 in ][Jn 1 (ka sin ) Jn 1(ka sin )] .

Здесь Jn 1 (ka sin ) функции Бесселя первого рода, R0 - расстояние «дальней зоны».

Из функциональных уравнений для функций Бесселя (см., например, [99]) замечаем, что режим

осевого излучения спиральной структуры обеспечивается только гармониками с n 1 (знак «+»

166

соответствует «прямому», а «-» - «обратному» излучению) и, как следует из выражений для f ( ) и

f ( ) , все пространственные гармоники с n 0 противофазны гармоникам с n 0 . Таким образом,

бесконечные противозаходные спиральные электродинамические структуры с количеством заходов

M 3 и общей осью симметрии допускают «чистое» возбуждение азимутальных пространственных

гармоник с n 1 или n 1 и при этом, в отличие от структур с параллельными, но простран-

ственно разнесенными осями симметрии [2], оказываются идеально развязанными.

В настоящее время нами проводятся экспериментальные исследования антенной системы, со-

стоящей из двух соосных четырехзаходных ленточных спиралей со взаимно противоположной намоткой и углом намотки равным 450 , Оптимальный угол намотки для четырехзаходной спирали,

как известно [129], составляет 41,80 . Получены первые обнадеживающие результаты.

Структуры, построенные по схеме телескопа Мерсенна.

Рассмотрим зеркальную антенную систему, состоящую из двух зеркал, образованных вращени-

ем вокруг оси Oz или трансляцией вдоль Ox декартовой системы координат конфокальных парабол z1,2 a1,2 y2 b1,2 y c1,2 . При a1,2 1 4F1,2 0 ( F1 F2 ) и b1,2 0 в первом случае получаем систему

из двух конфокальных параболоидальных с общей осью симметрии, во втором – параболоцилиндри-

ческих с общей фокальной плоскостью и осью поверхностей, обращенных вершинами «вниз». Вводя

ограничение z1,2 h1,2 , мы приходим к схеме телескопа Мерсенна. Привлекательность этой схемы в

том, что энергия, распространяющаяся вдоль проведенных и общего фокуса лучей, даже попадая в область пространства между зеркалами структуры после конечного числа переотражений обязатель-

но «высветится» Таким образом, в пространстве между зеркалами может накапливаться только энер-

гия поля, распространяющаяся вдоль лучей (в нашем случае – в отрицательном направлении оси

Oz ), параллельных фокальной оси или фокальной плоскости, в случае параболоцилиндрических зер-

кал, структуры. Для энергии, распространяющейся вдоль лучей, не параллельных указанным направ-

лениям, область между зеркалами будет «запрещенной зоной» Следовательно, расположив в общем фокусе источник первичного излучения, можно построить излучающую рефлекторную антенну,

главным зеркалом которой служит часть поверхности параболоида или параболического цилиндра с

фокусным расстоянием F1 и надеяться, что «детектор», расположенный между зеркалами в приосе-

167

вой области структуры, не будет «чувствовать» работающий в фокусе источник, т.е. – излучающая и приемная (при осевой симметрии - с кольцевой апертурой) антенны будут полностью «развязаны».

Тем не менее, это далеко не так. Антенные системы портативных РЛС, как правило, имеют от-

носительно малые электрические размеры и, следовательно, никогда не работают в режимах, адек-

ватно описываемых геометрооптическими представлениями. Поэтому, прежде чем строить системы,

подобные описанной, совершенно необходимо получить дополнительные достоверные сведения о пространственно-временной структуре формируемых ими полей как вблизи рассеивателей, так и в дальней зоне, где выполняется обратно пропорциональная зависимость напряженности поля от рас-

стояния. Учитывая, что антенны должны работать со сложными сигналами, наиболее подходящим аппаратом для этого являются методы решения начально-краевых задач во временной области, в

частности – FDTD-метод. Однако, как и все остальные сеточные методы, FDTD-метод по своей при-

роде приспособлен для анализа полей в конечном объеме пространства, на границах которого зада-

ются некие граничные условия.

При решении открытых задач, в которых отсутствуют физические границы области счета, а

именно такие задачи и интересуют нас в данном случае, компромисс может быть достигнут путем корректного сведения оригинальной «открытой» задачи к эквивалентной ей «закрытой» введением виртуальных границ, на которых задаются особого рода «поглощающие» граничные условия

(Absorbing Boundary Conditions – ABCs), призванные моделировать прохождение волны за пределы расчетной области без каких-либо трансформаций на ее виртуальных границах. Эти условия форму-

лируются на основе упрощенных представлений о структуре поля вблизи виртуальной границы и всегда (в большей или меньшей мере) вносят дополнительные, не обусловленные стандартной дис-

кретизацией оригинальной задачи, искажения в моделируемый процесс [120, 247, 157].

Кардинально отличается от выше описанного подход к построению «поглощающих» условий,

предложенный и частично реализованный в работах [120, 94, 192, 223]. В качестве точных АВСs

здесь используются строгие условия излучения для вторичных полей, отнесенные к конечным вирту-

альным координатным границам. Не опираясь ни на какие эвристические предположения о структуре поля вблизи «границы» и точно соответствуя физической сущности моделируемых процессов, такие условия наиболее полно отвечают требованиям, возникающим в самых разных модельных открытых задачах электродинамики импульсных полей. Таким образом, использование точных АВСs сообщает

168

сеточным методам, в том числе FDTD-методу, недостающие атрибуты строгой постановки задачи – выполнение условий излучения – и, тем самым, снимает всякий раз возникавшие сомнения в досто-

верности получаемых результатов. Для наших целей это тем более важно, так как речь идет об очень

большом ( 100 дБ) динамическом диапазоне исследуемых полей.

Отметим еще одну особенность сеточных методов решения начально-краевых задач во времен-

ной области, которая, не являясь недостатком, иногда приводит к серьезным трудностям при анализе полученных результатов, а именно: - их информационную «избыточность». В «море» получаемой информации очень просто «утонуть», пропустив самое важное для достижения конкретной цели. В

связи с этим особое значение представляет проблема представления информации в виде, удобном для объектно-ориентированного анализа результатов.

Предложенный в [120, 94] метод решения открытых начально-краевых задач во временной об-

ласти с точными АВСs на виртуальных границах развит в работах сотрудников отдела математиче-

ской физики ИРЭ НАН Украины. На его основе сконструированы и программно реализованы высо-

коэффективные вычислительные алгоритмы, обеспечивающие как получение полной и достоверной информации об исследуемых явлениях, так и представление ее в удобной для анализа форме. Именно в рамках этого метода и получены приведенные ниже результаты исследования электродинамических характеристик двумерной модели антенной системы, построенной по схеме телескопа Мерсенна.

Эксперименты проводились со структурой, полученной трансляцией отрезков ( z1,2 F1 ) пара-

волны, соответствующая центральной составляющей спектра возбуждающего импульса, временная

реализация и спектр которого даны на рис. 3.25 а и 3.25 б), соответственно. Время t имеет размер-

ность длины (метры).