4 раздел Векторное управление

В преобразователе ПК5 осуществляются нелинейные преобразования составляющих тока статора is,α и is,β т из неподвижной системы координат α-β

во вращающуюся систему координат 1-2 в соответствии с формулами:

которые можно получить на основании векторной диаграммы АД, приведенной на рис. 4.17.

Рисунок 4.17 − Векторная диаграмма АД, поясняющая работу координатного преобразователя ПК5

структурной схемой объекта регулирования (см. рис. 4.6) в любой момент времени t синхронная угловая частота ωc этих сигналов определяется из равенства:

ωc dφ Kr Rris,2 z pωм. dt r,1

Эти измеренные сигналы по существу определяют форму кривой выходного фазного тока НПЧ. Это обстоятельство, а также необходимость высокой точности в управлении фазой тока статора обуславливают жесткие требования к фильтрующим устройствам в канале переработки информации датчиков Холла (на рис 4.14 эти устройства не показаны). Из известных устройств такого типа этим требованиям в полной мере отвечают так называемые «векторные фильтры». Пример принципиальной схемы и описание принципа работы блока векторного фильтра типа БВФ-АИ можно найти в работе [4].

Чтобы избежать насыщения АД в области высоких значений перегрузок,

при регулировании при r const заданное значение намагничивающей составляющей is*,1 принимается меньше значения is,1,ном . Для реальных АД:

0, 2is,ном is,1,ном 0, 5is,ном .

4.5.5 Осциллограммы переходных процессов в асинхронном ЭП типа

НПЧ-АД при управлении с опорным вектором r

На рис.4.18 показаны осциллограммы, характеризующие уменьшение запаса устойчивости и потерю устойчивости асинхронного электропривода с векторным управлением по мере увеличения задания скорости ω * при

отсутствии внутренних компенсирующих связей в управляющей части САУ

(см. рис. 4.13).

а)

а) − разгон до ω=0,1 о.э., наброс и сброс нагрузки Мс= 1 о.э; б) − разгон до ω=0,3 о.э.; в) − разгон до ω=0,4 о.э.

Рисунок 4.18 − Осциллограммы переходных процессов в САУ скоростью АД

типа 4АН315М4 при управлении с опорным вектором * r , ВПОС не скомпенсированы

Введение компенсирующих связей (4.88)÷(4.91) делает САУ устойчивой

и приближает переходные процессы в ЭП по M , ω и is,1 к стандартным

настройкам (осциллограммы на рис. 4.19).

в)

а) − Мс= 1 о.э., наброс и сброс нагрузки с ПИ-регулятором скорости; б) − Мс= 1 о.э., наброс и сброс нагрузки с П-РC; в) − скачкообразное изменение напряжения сети ∆Uс=15%, ПИ – РС.

Рисунок 4.19 − Осциллограммы переходных процессов в САУ скоростью АД типа 4АН315М4 при управлении с опорным вектором * r , ВПОС скомпенсированы

Вместе с тем, характер переходных процессов в отношении переменных is,1, и M заметно отличается от оптимальных кривых, осциллограммы

приведены на рис. 4.20, а. Колебательность «намагничивающей» составляющей тока статора is,1 (см. рис. 4.19) объясняется формированием внутренних

компенсирующих связей, соответствующих соотношениям (4.88), упрощенно,

по сигналу датчика скорости ωм (при условии пропорциональности самих перекрестных связей скорости ωс вращения координатной системы 1-2). Этим также объясняются высокочастотные колебания is,2 и M при скачкообразном изменении напряжения питающей сети Uc (см. рис. 4.19, в).

На рис. 4.20 показаны осциллограммы переходных процессов в САУ скорости АД при разгоне и торможении привода (без нагрузки) с ПИ- и П-

регуляторами скорости. Системы векторного управления АД позволяют создавать системы управления ЭП такие же, как и в приводах постоянного тока.

В заключение отметим, что реализация управления АД в системе отсчета,

связанной с вектором потокосцепления ротора r , требует высокой точности в определении его пространственного положения. Соответствующая информация, как отмечалось, может быть получена посредством измерения (и

последующей обработки в САУ) с помощью датчиков Холла мгновенных значений магнитного поля в двух точках воздушного зазора, сдвинутых на угол

2π/3, либо вычислена по математической модели. Предпочтительней первый способ, так как погрешность в вычислении угла φ, присущая второму способу

(особенно в динамических режимах роботы), приводит к колебательности электромагнитного момента.

а)

б)

в)

а) − ПИ-регулятор скорости, идеальная компенсация ВПОС; б) – ПИ-РС, реальная компенсация ВПОС;

в) – П-РС, реальная компенсация ВПОС

Рисунок 4.20 − Осциллограммы переходных процессов в САУ скоростью АД

типа 4АН315М4 при управлении с опорным вектором * r (разгон, торможение без нагрузки)

4.6 Пример системы подчиненного регулирования скорости асинхронного двигателя при питании от преобразователя частоты на основе автономного инвертора напряжения с прямым векторным управлением (система «Transvector»)

4.6.1 Обобщенная функциональная схема СПР скорости АД при питании от ПЧ на основе АИН

Обобщенная функциональная схема системы подчиненного регулирования скорости АД при питании его от преобразователя частоты на основе АИН с прямым управлением по вектору потокосцепления ротора двигателя r представлена на рис. 4.21 [13].

Подобная система векторного управления (система «Transvector»)

впервые была предложена фирмой Siemens (ФРГ). Система имеет два внешних контура регулирования − модуля вектора потокосцепления ротора r и

угловой скорости ω двигателя, а также два подчиненных им внутренних контура регулирования составляющих тока статора Is,1 и Is,2 в осях «1» и «2»

ортогональной системы координат, вращающейся с синхронной скоростью поля двигателя. Система осуществляет независимое регулирование модуля вектора потокосцепления ротора и скорости ротора при сохранении прямой пропорциональности между моментом двигателя M и моментной составляющей тока статора Is,2 , перпендикулярной вектору потокосцепления

ротора r (см. рис. 4.4, б). Сигнал задания потокосцепления ротора r ,

формируется в специальном вычислительном устройстве ВУ, использующем математическую модель АД и вводимые в нее реальные параметры двигателя:

активные и реактивные сопротивления цепей статора и ротора; число пар

совмещается с магнитной осью статорной обмотки фазы A . Указанные

составляющие, согласно (4.94), определяются следующими выражениями:

μ, 32 μ,A; μ,β 2(12 μ,A μ,B ).

Кроме того, в ДП, как и в решающем устройстве РУ1 (см. рис. 4.14),

аналогично соотношениям (4.97) осуществляется вычисление составляющих

потокосцепления ротора в системе координат α-β:

в двухфазной неподвижной системе координат α-β.

Датчик тока ДТ аналогично преобразователю координат ПК4 (см.

рис.4.14) измеряет мгновенные значения фазных токов статора Is, A , Is,B и,

согласно (4.95), преобразует их в двухфазную систему переменных Is,α , Is,β :

Is, 32 Is,A; Is,β 2(12 Is, A Is,B ).

Преобразование переменных АД, приведенных в неподвижной системе

координат α−β, в переменные системы координат 1-2, связанной с