ДС Радиооптика_1 / Литература ч.1 / Введение в радиооптику

Введение в радиооптику

Заметим, что ядро этого интегрального преобразования может быть построено на основе ядра exp(−iγt2), представляющего комплексную огибающую ЛЧМ-сигнала:

exp(−iγt2)×exp[iγ(t − τ)2].

Очевидно, для получения спектра по формуле (4.6) с использованием ядра exp(−iγt2) требуется корреляционная процедура, которая может быть реализована в схеме радиочастотного коррелятора со встречными акустическими пучками. В качестве входных следует при этом использо-

вать следующие сигналы: s1(t) = cos (Ω0t + 0,5γt2) и s2(t) = [1 + s(t)] cos (Ω0t + 0,5γt2), т.е. ЛЧМ-сигнал с прямоугольной огибающей и ЛЧМколебание, модулированное по амплитуде анализируемым сигналом s(t). Соответствующие комплексные огибающие имеют вид:

Подставляя выражения (4.7) и (4.8) в формулу (3.21), запишем сигнальную составляющую накопленного в ФП заряда

x / V

где К0 = Ω0/V. Поскольку время накопления Тн >> 2L/V, то (4.9) представляет спектр сигнала s(t) длительностью Тн, причем считается, что длительность ЛЧМ-сигнала TЛЧМ ≥ Тн. Также как ВКФ в АОКВИ, спектр сигнала s(t) модулирует пространственную несущую, представленную в выражении (4.9) множителем exp(−i2К0x).

Это влечет за собой те же проблемы с использованием элементов ФП, которые обсуждались применительно к АОКВИ. Основные характеристики АОСВИ корреляционного типа можно определить, взяв в качестве сигнала s(t) гармоническое колебание с частотой Ω. Тогда из (4.9) найдем сигнальную составляющую накопленного заряда

Из (4.10) следует, что аппаратная функция АОСВИ представляет собой сумму функций sinc(o), причем положение главных максимумов определяется формулой xmax = ± ΩV/2γ, а ширина главного максимума по нулям есть δx0 = 2πV/γTн, чему соответствует частотное разрешение δf0 =

111

Г.Г. Червяков, В.В. Роздобудько

=2/Tн. Полоса анализа ∆Ωа определяется из очевидного соотношения L =

=∆ΩаV/2γ и оказывается равной ∆Ωа = γTa = Ωmax – Ωmin = ∆ΩЛЧМ − девиации частоты отрезка ЛЧМ-сигнала, равного по длительности временной

апертуре АОМ. В то же время рабочая полоса АОМ должна быть равна полной девиации ЛЧМ-сигнала ∆ΩAOM =γTн. Разрешающая сила АОСВИ рассматриваемого типа есть, очевидно, N= ∆Ωа/2πδf0=γTaTн/4π=∆fАОМTa/2 и совпадает с разрешающей силой АОСПИ. Определив основные рабочие характеристики АОСВИ, рассмотрим физические процессы в нем. Пусть на оба входа коррелятора на встречных акустических пучках (см. рис. 3.12) поступает одно и то же ЛЧМ-колебание с прямоугольной огибающей. В плоскости ФП, которая является плоскостью изображения обеих апертур АОМ, интерферируют две световые волны, распространяющиеся под углами ± Ω0V/k к оптической оси. Интерференционная картина имеет пространственный период λ/2, а интенсивность света в каждой точке изменяется с частотой биений Ωб, которая определяется разностью частот интерферирующих световых волн и изменяется в пространстве линейно. На рис. 4.5 показаны законы изменения частоты света обеих волн вдоль апертуры ФП.

Рисунок 4.5 − Изменение частотного сдвига дифрагировавших световых волн вдоль апертуры фотоприемника

Вцентре частота биений нулевая, а по краям − максимальная,

равная полосе анализа Ωа. Таким образом, с помощью двух ЛЧМколебаний создается световая "сетка частот", равномерно распределенная по апертуре ФП. Когда на одно из ЛЧМ-колебаний посредством амплитудной модуляции накладывается анализируемый сигнал, то описанное световое распределение умножается на этот сигнал. Фотоприемник пре-

образует это световое распределение в заряд, накопленный за время Тн, что математически описывается формулой (4.9).

Взаключение приведем три замечания. Во-первых, из рис. 4.5 видно, что апертуры АОМ при такой организации анализа используются лишь на половину, что вдвое сокращает полосу анализа. Этот недостаток можно устранить, если сместить начальную частоту одного из колебаний

112

Введение в радиооптику

на величину ∆Ωа (штриховая линия на рис. 4.5). При этом частота биений будет распределена по апертуре ФП от нулевой на правом краю до 2∆Ωа на левом. Во-вторых, поскольку спектр сигнала формируется на пространственной световой несущей, для устранения проблем с количеством необходимых элементов ФП для его воспроизведения возможно использовать структуру, аналогичную двумерному АОКВИ. В-третьих, в анализируемом АОСВИ не полностью используется рабочая полоса частот АОМ, поскольку полоса анализа ∆fа составляет лишь ∆fа = ∆fAOM Ta/Tн. Увеличить полосу анализа и довести ее до величины полосы АОМ позволяют двумерные АОС с пространственным и временным интегрировани-

ем [1].

4.3 Aкустический процессор обработки сигналов фазированных антенных решеток

Многофункциональные фазированные антенные решетки (ФАР) являются современными радиоэлектронными комплексами, предназначенными для определения координат и частоты источника электромагнитного излучения в широком интервале углов и большой полосе частот. Решение этой задачи в чисто электронном базисе сталкивается со значительными техническими трудностями. Из антенной техники известно, что распределение комплексной амплитуды ЭМП в апертуре антенны и ее диаграмма направленности (ДН) связаны пространственным преобразованием Фурье. Этот факт наводит на мысль о возможности применения оптических методов для обработки сигналов ФАР, поскольку в оптических системах пространственное преобразование Фурье осуществляется предельно просто. Первая попытка решения задачи обработки сигналов ФАР с помощью оптических методов была предпринята Ламбертом в

1965 г.

Акустооптический процессор обработки сигналов линейной ФАР с пространственным разделением каналов. АОП Ламберта для обработки сигналов, принятых линейной ФАР, представляет собой, по сути дела, АОСПИ на основе многоканального АОМ [1] (рис. 4.6).

Сигналы, принятые (2N + 1)-элементной ФАР, после гетеродинирования, фильтрации и усиления поступают на входы (2N + 1)- канального АОМ, помещенного в оптическую систему АОСПИ, в котором выполняется двумерное пространственное преобразование Фурье.

Для определения характеристик АОП найдем распределение интенсивности в плоскости (ξ,η) регистрации светового распределения. Сигнал, принятый n-м элементом ФАР и поступающий после гетеродинирования на n-й канал многоканального АОМ, имеет вид

sn(t) = a(t − ts − nτ)cos[(ωR − ωG)t − ωR(ts + nτ) + ψ(t − ts − nτ)]. (4.11)

113

Г.Г. Червяков, В.В. Роздобудько

Здесь a(t) и ψ(t) − законы амплитудной и фазовой модуляции в принятом сигнале; τ − относительная временная задержка сигнала в соседних элементах ФАР, связанная с направлением Θ на источник соотношением

τ = dsinΘ/c, (4.12) d − расстояние между элементами ФАР; с − скорость света; ωR − угловая частота принятого сигнала с учетом возможного доплеровского сдвига частоты, ωG − частота общего гетеродина, ts − время прихода сигнала на центральный элемент ФАР.

Рисунок 4.6 − Акустооптический процессор для обработки сигналов линейной ФАР

В линейном режиме дифракции световое поле, дифрагирующее в +1 (для определенности) порядок на сумме сигналов вида (4.11), в выходной плоскости АОМ будет иметь вид

N

E& +1 (x, y, t) = A exp[iωi (t′− x / V) ∑rect[(y − 2nH) / 2H]×

n=−N

×u&s (t′− tS − nτ− x / V)exp(−iωR nτ)],

−L < x < +L, где ωi = ωR − ωG − промежуточная частота, близкая к центральной частоте АОМ; u&s (t) − комплексная огибающая сигнала s(t):

u&s (t) = a(t)× ×exp[iψ(t)]; t′ = t − L/V − задержанное время; А − коэффици-

ент, в который включены несущественные сомножители. Функция rect(°) под знаком суммы учитывает многоканальность АОМ; 2Н − ширина акустического пучка по оси 0у.

В результате двумерного преобразования Фурье, осуществляемого сферической линзой Л, в ее фокальной плоскости получается распределение комплексной амплитуды светового поля:

114

Введение в радиооптику

−∞

Выполнив интегрирование по переменной у и воспользовавшись формулой суммирования геометрической прогрессии

N

∑exp(inα) = sin[α(2N +1) / 2]/ sin α/ 2,

n=−N

получаем выражение для интенсивности дифрагировавшего света

×sin2[(2N+1)(kHη/ F−ωR τ/ 2)]/ sin2 (kηH/ F−ωR τ/ 2).

В (4.14) U& s (kLξ/ F − Liω/ V) − спектр комплексной огибающей сигнала u&s (t) , причем в порядке приближения считается, как это приня-

то в теории ФАР, u&s (t′− x / V − ts − nτ) u&s (t′− x / V − ts ) , т.е. комплексная огибающая сигнала не зависит от временной задержки в соответствующем элементе ФАР. Видно, что двумерное распределение интенсивности света содержит три сомножителя. Первый из них − это амплитудный спектр принятого сигнала, центрированный вокруг пространственной координаты

Соотношение (4.15) характерно для АОСПИ и позволяет определить значение несущей частоты принятого сигнала fR = fi + fG с разрешением по частоте, определяемым временной апертурой Ta = 2L/V AOM вдоль сигнальной координаты х. Второй сомножитель − функция sinc2(о) отражает факт масштабирования апертуры линейной ФАР протяженностью 2D = (2N + l)d в апертуру АОМ вдоль координатной оси 0y с учетом перехода с длины волны λR, соответствующей радиодиапазону, на оптическую длину волны λ. Максимум этой функции расположен при η = 0, а главный ее максимум имеет ширину по нулям

спектр периодической решетки конечной протяженности, иначе говоря − ДН эквидистантной решетки из (2N +1) элементов. Главный максимум этой функции расположен при

Г.Г. Червяков, В.В. Роздобудько

Используя формулу (4.12) и переходя к длинам волн принятого

сигнала λR и света λ, приведем выражение (4.17) к виду

∆η(3)max = FdλsinΘ/2Hλ. (4.18)

Таким образом, положение главного максимума по оси 0η определяет пеленг источника излучения. Ширина этого максимума по нулям, как легко видеть, есть

она определяет разрешающую способность процессора по углу прихода сигнала. Действительно, пусть ФАР принимает два сигнала на одной и той же длине волны λR, с двух различных направлений Θ1 и Θ2 (пусть Θ1 > Θ2). Согласно (4.18) и (4.19), отклики будут разрешимы, если соответствующие максимумы пространственно разнесены по оси 0η не менее чем на ∆η0(3). Это значит, что должно быть выполнено условие

0,5FdλR(sinΘ1 − sinΘ2)/HλR ≥ Fλ/(2V + 1)H,

Данное соотношение, в котором ∆Θ = Θ1 − sinΘ2, а Θ − среднее направление прихода сигналов, является основным в теории линейных ФАР. Следовательно, АОП обеспечивает разрешение по углу прихода сигнала, характерное для ФАР с заданной апертурой.

Сравнивая (4.16) и (4.19), видим, что в пределах главного лепестка функции sinc(kηH/F) размещается (2N + 1) лепестков функции sin[(2N + 1)x]× ×[sin(x)]−1, При этом пределы перемещения главного максимума ДН согласно (4.18) для углов Θ, изменяющихся от −90 до +90° (обзор

Неравенства (4.21) определяют, таким образом, рабочую область по оси 0η. На границах этой области масштабирующая функция sinc2(°) принимает минимальное значение

Из антенной техники известно, что для однозначного определения пеленга необходимо, чтобы в зоне видимости имелся лишь один главный максимум ДН. Для этого расстояние между элементами антенной решетки выбирается согласно условию d ≤ λR. Считая, что это условие выполнено, получаем оценку

sinc2(πd/λR) ≥ sinc2(0,5π) = (2/π) 0,4,

которая определяет неравномерность амплитудной характеристики АОП. В пределах упомянутой рабочей зоны умещается, как нетрудно видеть, количество главных лепестков ДН, равное отношению

Fdλ/HλR∆η(3)0 = (2N + 1)d/λR N,

116

Введение в радиооптику

что соответствует количеству разрешаемых (по нулевому критерию) угловых дискретных положений глобального максимума ДН линейной (2N + 1)-эле-ментной ФАР. Приведенные теоретические оценки иллюстрирует рис. 4.7.

В рассмотренном АОП Ламберта принятые линейной ФАР сигналы разделяются оптической системой пространственным образом (с помощью многоканального АОМ), т.е. естественным путем. Важным достоинством этого процессора является то, что он позволяет одновременно определять угловые координаты и частоты всех имеющихся в секторе обзора источников.

Рисунок 4.7 − Распределение интенсивности света по угловой координате в выходной плоскости АОП обработки сигналов линейной ФАР

При этом угловое разрешение задается размерами апертуры ФАР, а частотное разрешение − временной апертурой одиночного канала АОМ. Последнее обстоятельство с учетом того, что временные апертуры реальных АОМ не превосходят нескольких десятков микросекунд, накладывает ограничение на точность определения частоты источника и делает в некоторых случаях невозможным определение доплеровского сдвига частоты. Как отмечалось выше, этот недостаток, присущий всем АОП с пространственным интегрированием, может быть устранен при переходе к процессорам с временным интегрированием [1].

117

Г.Г. Червяков, В.В. Роздобудько

5 АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С МНОГОКАНАЛЬНЫМИ АКУСТООПТИЧЕСКИМИ МОДУЛЯТОРАМИ

При обработке сигналов с полосой ∆F > 300... 350 МГц или про- странственно-временной базой (ПВ) ∆F∆TM ≥ 106 (∆T − длительность сигнала, М − число пространственных каналов, примерно равное числу элементов антенной решетки (АР)) требуемая скорость обработки превышает возможности электронных и цифровых систем даже при использовании в них современных быстродействующих и перспективных интегральных схем. В связи с этим создание средств обработки подобных сигналов требует применения нетрадиционных технических решений: создание комплексированных систем обработки информации, включающих в себя как электронные компоненты и узлы, так и процессоры иной физической природы и архитектуры, что позволит удовлетворить современным и перспективным требованиям.

Проиллюстрируем использование радиооптических идей примером устройства, объединяющего приемную линейную СВЧ АР, сигналы которой обрабатываются с помощью гибридного оптоэлектронного процессора. Устройство позволяет реализовать панорамный обзор пространства параллельно со спектральным анализом сложных радиосигналов, выполняя функции пеленгатора − частотомера. Структурная схема устройства представлена на рис. 5.1, а функциональная − на рис. 5.2 [4].

5.1 Структурная схема радиооптической антенной решетки

Пространственно-временные сигналы ε(t), принятые элементами АР (рис. 5.1), усиливаются СВЧ-усилителем (УВЧ) и преобразуются смесителем (См) в промежуточную частоту. Усиленные в блоке предварительного УПЧ (ПУПЧ) сигналы управляют соответствующими каналами ПВ-модулятора света (ПВМС).

Последний осуществляет ПВ-модуляцию фазы (амплитуды) когерентной световой волны Е0(t) лазера в соответствии с изменениями параметров управляющих сигналов Un(t), содержащих информацию о частоте, фазе, угловых координатах и других характеристиках объектов, волновое поле которых (собственное − для излучающих и переотраженное − в случае активной локации) принято элементами АР. Тем самым на выходе ПВМС формируется оптическая модель принятого волнового поля. В качестве ПВМС при обработке радиосигналов, как правило, используются многоканальные акустооптические модуляторы АОМ-света.

Оптический сигнал на выходе ПВМС подвергается в соответствии с требуемым алгоритмом обработки преобразованию в оптическом канале, состоящем из объективов, голографических фильтров, управляе-

118

Введение в радиооптику

мых оптических транспарантов, дифракционных решеток, дефлекторов, акусто- и электрооптических модуляторов света и т.п.

Рис. 5.1 − Структурная схема радиооптической АР Информация на выходе оптического каскада формируется в виде

некоторого распределения светового поля (дифрактограммы). Для дальнейшей обработки (обнаружения, измерения, распознавания и т.п.) необходимо преобразовать световой сигнал в электрический, что осуществляется с помощью многоэлементного фотоприемника. Наиболее распространенными фотоприемниками в гибридных оптико-электронных процессорах являются линейные и матричные на основе фотодиодов или приборов с зарядовой связью (ФПЗС). Блок фотоприемника служит для сопряжения оптической и электрической частей процессора и частично устраняет его «узкое место», обусловленное различиями в физической природе носителей информации (фотон − электрон), скоростях потоков данных и способах их представления.

Процессы считывания его в цифровую форму и предварительной обработки регулируются с помощью контроллера ФПЗС по командам ЭВМ. В типовую структуру контроллера входит блок аналоговой обработки (БАО), в котором выходной сигнал ФПЗС усиливается, очищается от коммутационных шумов, обусловленных управляющими сигналами, и предварительно фильтруется. Программируемый генератор фазовых тактовых импульсов (ГФТИ) формирует последовательность управляющих импульсных напряжений, обеспечивающих вывод зарядовых пакетов, несущих информацию о световом распределении на входе фотоприемника. Блок управления режимом считывания (БУР) позволяет адаптировать

119

Г.Г. Червяков, В.В. Роздобудько

параметры фотоприемника к световому распределению на входе за счет управления временем накопления, скоростью вывода, «обмена» разрешения на чувствительность и т.д.

Считанный аналоговый сигнал преобразуется в цифровой код аналого-цифровым преобразователем (АЦП). Поскольку полезная информация содержится лишь в части элементов фотоприемника, с помощью которого считывается световое распределение, в контроллер входит быстродействующий блок выделения информационных отсчетов (БВИ). В простейшем случае он представляет собой пороговое устройство, при этом порог определяется программно. Буферное запоминающее устройство (БЗУ) необходимо для согласования скоростей потоков данных, в общих шинах ЭВМ и контроллера. Интерфейс прямого доступа к памяти ЭВМ (ИПДП) обеспечивает ввод в контроллер управляющих команд и исходных данных и вывод массива считанной информации из БЗУ. Для оперативного контроля за процессом считывания используется цифроаналоговый интерфейс (ЦАИ) с видеоконтрольным устройством (ВКУ).

Контроллер АР оптимизирует параметры приемных модулей АР (управление АФР, перестройка промежуточных частот, регулировка усиления). Контроллер КОП управляет его элементами (дефлектором, управляемыми транспарантами и т.п.) и, следовательно, алгоритмом обработки. Контроллер периферийных устройств (ПУ) является связующим звеном между ЭВМ и пультом оператора. В состав ПУ входят различные внешние устройства, необходимые для ввода, вывода, регистрации, отображения и документирования информации (ЗУ, дисплеи, АЦПУ и т.п.).

5.2. Радиооптическая антенная решетка с функциями пеленгатора-частотомера Принцип действия. Линейные радиооптические АР с многока-

нальными АОМ света предназначены для панорамного обзора пространства по одной угловой координате и одновременного спектрального анализа широкополосных ПВ-сигналов, принимаемых элементами линейной АР (рис. 5.2).

Пространственная диаграмма направленности (ДН) линейной антенны Ф(Ωz) и амплитудно-фазовое распределение (АФР) токов I в ней связаны преобразованием Фурье (2.4) (рис. 5.3, a) [4]:

где Ωz = k cosθ − обобщенная угловая переменная (пространственная частота вдоль оси z); k = 2π/Λ = Ωz/с − волновое число (Λ− длина радиовол-

120