ЦУМ / ddm-lectures

1

Литература

1.В. В. Гусев, Л. Г. Зеличенко, К. В. Конев, Г. Б. Малько, А. М. Сидоров Основы импульсной и цифровой техники. М., «Советское радио», 1975 (уч. пособие).- 440 с.: ил.

2.В. Т. Фролкин, Л. Н. Попов. Импульсные и цифровые устройства. М., «Радио и связь», 1992 (уч. пособие). – 336с.: ил.

3.И. П. Степаненко. Основы микроэлектроники. М., «Советское радио», 1980 (учебное пособие). – 424 с.: ил.

4.Е. П. Угрюмов. Проектирование элементов и узлов ЭВМ. М., «Высшая школа», 1987 (учебное пособие).- 318 с.: ил.

5.Е. А. Зельдин. Цифровые интегральные микросхемы в информационно- измерительной аппаратуре. Ленинград, Энергоатомиздат, 1986.- 280с.:ил.

6.Л. М. Голденбрг. Импульсные устройства. М., «Радио и связь», 1981 (учебник):-222 с.: ил.

7.Аналоговые и цифровые интегральные схемы / Под ред. С. В. Якубовского. – М.: «Советское радио», 1979. – 336 с.: ил.

8.С. Т. Хвощ, Н. Н. Варлинский, Е. А. Попов. Микропроцессоры и микроЭВМ в система автоматического управления: Справочник / Под общ. ред. С. Т. Хвоща. – Л.: Машиностроение. Ленинградское отделение, 1987. 640 с.: ил.

9.В. В. Баранов, Н. В. Бекин, А. Ю. Гордонов, Ю. А. Гордонов, А. В. Калинин, Е. П. Лепехин, Э. П. Севостьянов, В. П. Сидоренко, Ю. Н. Смирнов, В. В. Цыркин. Полупроводниковые БИС запоминающих устройств: Справочник / Под ред. А. Ю. Гордонова и Ю. Н. Дьякова. – М.: Радио и связь, 1986. – 360 с.:ил.

10.Е. П. Угрюмов. Цифровая схемотехника.- СПб.: БХВ – СанктПетербург, 2000 – 528 с.: ил.

11.В. Б. Стешенко. ПЛИС фирмы ALTERA: проектирование устройств обработки сигналов.- М.: «ДОДЭКА», 2000.- 128 с.: ил.

12.П. Н. Бибило. Основы языка VHDL.- М.: «Солон-Р», 2000.- 200 с.:

ил.

13.Д. А. Комолов, Р.А. Мяльк, А. А. Зобенко, А. С. Филиппов. Системы автоматизированного проектирования фирмы Altera MAX+PLUS и Quartus II. Краткое описание и самоучитель.- М.: ИП РадиоСофт, 2002.- 352 с.: ил.

14.Петцольд, Ч. Код. — М.:Издательско-торговый дом «Русская редакция», 2001. — 512 с.: ил.

Основные параметры электрических импульсов и перепадов

[1, с. 4…7; 2, с. 4…6]

2

Все устройства импульсной и цифровой, в частности, вычислительной техники, являются устройствами получения и преобразования электрических импульсов и перепадов.

Электрическим импульсом называют напряжение или ток,

отличающееся от некоторого исходного уровня только в течение короткого промежутка времени. Временная диаграмма импульсного напряжения u(t)

может иметь следующий вид.

Здесь U0 – исходный уровень импульсного напряжения. В частных случаях может быть U0 = 0 .

Абсолютную величину Um наибольшего отклонения напряжения от

исходного уровня называют амплитудой импульса. При определении этой

величины обычно не учитывают так называемые высокочастотные пульсации, т. е. затухающие синусоидальные колебания, которые в ряде

случаев налагаются на более медленно меняющуюся составляющую напряжения.

Уровень этих пульсаций, как правило, указывают в процентах:

δп = Uп ×100% .

Um

Изображенные здесь импульсы имеют и так называемый обратный импульс с амплитудой Uв , которая тоже иногда указывается в процентах

δв = Uв ×100% .

Um

3

Величину U называют спадом, завалом или неравномерностью вершины импульса. Она тоже может переводиться в проценты:

Участок временной диаграммы, на котором напряжение все больше отклоняется от исходного уровня, называется фронтом импульса. Тот участок, где напряжение возвращается к исходному уровню, называется спадом или срезом. Длительности фронта и среза tф и tс для реальных

импульсов определяются как время изменения напряжения между некоторыми заданными уровнями величиной λUm и (1 - λ)Um , где λ =1.

Эти уровни отсчитываются от исходного уровня U0. Причем часто принимают λ = 0,1 или λ = 0,05, т. е. задают упомянутые уровни равными 0,1

и 0,9 (10% и 90%) или 0,05 и 0,95 (5% и 95%) от амплитуды импульса.

Длительность импульса также определяется на заданном уровне. При λ =1 длительность на уровне λUm называется длительностью импульса по

основанию, а длительность на уровне (1 - λ)Um – длительностью по вершине. Длительность на уровне 0,5Um , отсчитанном от исходного уровня,

называется активной длительностью импульса. На рисунке tи –

длительность импульса по основанию.

Если импульсы одинаковой формы следуют через равные промежутки времени T, то такое напряжение называют периодической последовательностью импульсов с периодом T. Число импульсов,

следующих в единицу времени, называют частотой повторения импульсов:

F = T1 .

Коэффициент заполнения импульсной последовательности

ξ = tTи .

Скважность

ζ = T - tи tи

(отношение длительности паузы между импульсами к длительности импульса). При T ? tи получаем

4

ζ = T . tи

Однако в цифровой технике скважностью чаще называют величину Ttи даже тогда, когда неравенство T ? tи не выполняется.

Электрическим перепадом называют напряжение или ток, изменяющиеся от одного уровня к другому за короткий промежуток времени. Если новый уровень больше исходного, то перепад называют положительным, а в противном случае – отрицательным. Абсолютная величина Um разности этих уровней называется амплитудой или величиной

перепада. Время изменения напряжения или тока при перепаде называется

длительностью фронта перепада и часто обозначается tф+ и tф−

соответственно для положительного и отрицательного перепадов. Эти

длительности тоже определяются как время изменения между заданными уровнями λUm и (1 − λ)Um , отсчитанными от исходного уровня U0, причем

λ =1.

u

Понятие о ключевых схемах

При формировании электрических импульсов и перепадов в микросхемах цифровых устройств электронные приборы (транзисторы, диоды) работают в так называемом ключевом режиме. Он характеризуется тем, что эти приборы всегда (за исключением коротких промежутков времени, когда происходит их переключение) находятся в одном из двух возможных состояний. Простейшие схемы, в которых реализуется такой режим, называются ключевыми схемами или ключами. В одном из состояний ключ называют включенным, а в другом – выключенным. Идеализированную

эквивалентную схему ключа и график напряжения на ее выходе можно изобразить следующим образом.

5

E

E E

Здесь E – напряжение питания. Воспользуемся 2-м законом Кирхгофа (алгебраическая сумма всех напряжений в замкнутом контуре равна нулю) для предыдущей эквивалентной схемы ключа. Пусть задано E > 0 . Выберем положительное направление тока i через резистор. Согласно формулировке

второго закона Кирхгофа запишем

E − iR − u = 0

или

E = iR + u .

Роль показанного на схеме коммутатора в интегральных схемах чаще всего выполняет транзистор. Если транзистор заперт, то это соответствует состоянию “выкл” (ключ выключен), если открыт – “вкл” (ключ включен). В первом случае цепь разомкнута, электрический ток через резистор не течет, падение напряжения на нем нулевое iR = 0, т. е. выходное напряжение u = E − iR = E . Во втором случае на выходе короткое замыкание, т. е. u = 0 и все напряжение питания падает на резисторе R .

Ключ на полевых транзисторах с индуцированными каналами противоположных типов проводимости

[1, c. 36…39, 47, 48; 3, с. 269…275; 4, с. 58, 59; 6, с. 64, 65]

Этот ключ называют также ключом на дополняющих МОП-структурах или комплементарным ключом. При положительном напряжении питания схема ключа имеет вид.

6

iС

Пояснить систему обозначения токов и напряжений, применение второго закона Кирхгофа.

Выходное напряжение u2 здесь снимается с соединенных вместе

стоков транзисторов Т1 и Т2. На их затворы, тоже соединенные вместе, подается входное напряжение u1. Т. е. оно в данном случае управляет

обоими транзисторами, каждый из которых при этом будет выполнять функцию коммутатора.

Транзистор Т1 имеет канал n-типа и поэтому открывается при условии

u1 = uз1 > E01 > 0 .

Т2 с каналом p-типа открывается при условии

uзи2 < E02 < 0 .

Т. е. E01 и E02 – напряжения отпирания соответствующих транзисторов. Причем

uзи2 = −E + u1.

Эти три формулы подтверждают, что оба транзистора управляются входным напряжением u1. Это напряжение для включенного ключа

u1 =Um > 0 выбирается достаточно большим, чтобы Т1 был открыт, а Т2 был

бы при этом заперт.

Для выключения ключа u1 выбирают так, чтобы Т1 был заперт, а Т2 открыт.

7

Таким образом, в любом из двух статических состояний ключа один из транзисторов заперт. Кроме того, в статическом состоянии iC = C du2 dt = 0

(u2 = const ). Поэтому в замкнутом контуре, который образован

последовательно соединенными выходными сопротивлениями транзисторов и источником напряжения E, в статическом состоянии течет пренебрежимо малый тепловой ток запертого транзистора. Падение напряжения,

создаваемое таким малым током на малом выходном сопротивлении открытого транзистора, тоже будет пренебрежимо мало по сравнению с падением напряжения на большом сопротивлении запертого транзистора. Значит, для включенного ключа, когда Т1 открыт, можно записать

u2 = 0 ,

а для выключенного ключа, когда открыт Т2,

u2 ≈ E .

u1

Um

Выкл. Вкл. Выкл.

E

емкостями ключей. На схеме пунктиром показаны замкнутые контуры протекания токов заряда емкости C через открытый Т2 и источник E при выключении ключа и ее разряда через открытый Т1 при включении ключа.

Так как и заряд и разряд паразитной емкости осуществляется через малое выходное сопротивление открытого транзистора, то время включения и выключения ключа будет мало. Т. е. рассматриваемый ключ имеет повышенное быстродействие. Это его первое достоинство. Второе – повышенная экономичность.

Экономичность электрической схемы характеризуют потребляемой мощностью

Pпот = EIпот .

9

режиме и режиме насыщения. Эти режимы различаются, прежде всего, состоянием переходов транзистора.

Режим отсечки соответствует выключенному ключу. Условие отсечки

транзистора

uб ³ E0,

где E0 – напряжения отпирания транзистора (десятые доли Вольта). В

режиме отсечки оба перехода транзистора смещены в обратном направлении (заперты) и в схеме (рис. 5) текут лишь тепловые токи:

iк = Iк0 > 0, iб » -Iк0,

следовательно,

iэ = iк + iб << Iк0 .

При этом согласно (*) и (**)

uб = u1 + iбRб = u1 − IкRб ≈ u1; uк = −E + iкRк = −E + Iк0Rк ≈ −E

(пренебрегаем падениями напряжения, создаваемыми на резисторах малыми тепловыми токами). Режиму отсечки соответствует точка 1 на нагрузочной прямой (рис. 6, б) и точка 1 на рис. 6, а.

Если в результате понижения управляющего напряжения u1 напряжение uб становится ниже напряжения отпирания, то эмиттерный

переход транзистора смещается в прямом направлении (открывается) и транзистор переходит в активный режим. При этом коллекторный переход остается запертым. Активный режим транзистора является для ключей промежуточным (между выключением и включением) режимом. В активном режиме, как известно, справедлива следующая статическая зависимость:

iк = βiб + (1+ β)Iк0 ≈ βiб

где β – статический коэффициент передачи тока транзистора в схеме с

общим эмиттером (величина порядка десятков).

Вследствие малости по сравнению с Rб внутреннего сопротивления открытого эмиттерного перехода падение напряжения на нем uб много меньше падения напряжения iбRб на резисторе Rб . Тогда из (*) следует

iб ≈ − u1 .

Rб

величине). Когда оно достигнет некоторой величины Uкн , которая выше напряжения uб , коллекторный переход смещается в прямом направлении.

Т. е. оба перехода транзистора открыты.

Это режим насыщения. Он соответствует включенному ключу. Для насыщения определим uк =Uкн . Согласно схеме

uк =Uкн = uб − uбк .

Причем в режиме насыщения эмиттерный и коллекторный переходы открыты. Значит, потенциал n-области (базы) ниже потенциалов p-областей (эмиттера и коллектора). Т. е.

uб < 0, uбк < 0 .

Тогда

uб = − uб , uбк = − uбк .

Так как сопротивления открытых эмиттерного и коллекторного переходов много меньше сопротивления RК , то падения напряжения на этих

переходах uб и uбк много меньше падения напряжения iкRк на резисторе Rк . Тем более модуль u = Uкн разницы малых величин меньше, чем iкRк . Тогда можно пренебречь в (**) величиной uк по сравнению с iкRк и

получить

iк = Iкн ≈ E . Rк

Это ток коллектора в режиме насыщения.

Как было сказано, статический режим насыщения возникает при достаточном увеличении тока iб . Значит, условие насыщения транзистора в

статическом режиме можно записать так:

iб ³ Iбн .

При этом транзистор будет насыщен в статическом режиме, т. е. по окончании переходных процессов. Здесь Iбн соответствует границе между

режимом насыщения и активным режимом. При этом справедливы и соотношения активного режима, в частности, iк = βiб , и соотношения

режима насыщения, в частности iк = Iкн . Из трех последних формул