Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Проектирование радиолокационных систем. Учебное пособие
.pdf
1
+
m
×
&
θ
k
1
ϕ≈ϕ
1
k
ϕ
φ+ϕ
τ
τ+=
τ
~
φ+ϕ−ϕϕ−
ϕ
ˆ
Рис. 3.
39
U
51
держке на интервал временной дискретизации
вдоль дальности суммированием n отсчетов
3.6.
Автокомпенсаторы доплеровской фазы пассивных помех
t с последующим скользящим
д
.
На выходе АРФ с комплексными весовыми коэффициентами остатки
помехи имеют доплеровские сдвиги фазы, что приводит к необходимости их
компенсации при последующей
когерентной
обработке. Кроме того, наличие
соответствующего порядку фильтра числа комплексных умножителей, равно
го
требования к быстродействию выполнения арифметических операций
,
усложняет структуру АРФ, особенно высоких порядков, и повышает
.
Необходимо раздельно решать задачу автокомпенсации доплеровских
сдвигов фазы помехи и последующего режектирования «остановленной» помехи в фильтре с действительными весовыми коэффициентами
.
Задачу авто
компенсации доплеровских сдвигов фазы помехи могут решать автокомпенса
торы с
исходных оценки
соответствующей части измери
теля на рис
щью комплексного умножителя
(
ЗУ
рентно вычисляется величина
соответствующая
ровскому сдвигу фазы помехи
за поступившее число периодов i
обрабатываемой последовательности отсчетов
ми отсчетами
прямой и обратной связью
Автокомпенсаторы с прямой связью
ˆ
j
ϕ
i
||/e
=
YY
[11].
(
рис
. 3.39)
,
вычисляемые на основе алгоритма
ii
-
. 3.38.
Далее с помо
-
i
) и
запоминающего устройства
в
цепи обратной связи рекур
T
-
ЗУ
T
,
полному допле-
i
:
i
ˆ
ϕθθ
jjj
−
iii
1
jexpeee
∑
ˆ
ϕ==
. (3.19)
k
=
Ввиду однородности помехи по доплеровской фазе
ˆ
jei-
с
выхода блока комплексного сопряжения
)(j
=
i
e
uU
ii
,
задержанными в ЗУ
(∗)
на
τ
используют в качестве
(3.17) и
ЗУ
e
τ
ϕˆj
i
jexp
∑
ЗУ
T
(
i
ˆ
ϕ
k
=
ˆˆ
k
j
i
≈
e
ϕˆjei
*
) в
пределах
ˆ
ϕ
.
Величина
ϕˆ-jei
перемножается с исходны
интервал
τ с
целью вре
~
U
менно7го согласования вводимых и компенсируемых фазовых сдвигов. С уче
том задержек при накоплении вдоль дальности
(
)
соответствие полученных и вводимых оценок среднему элементу обу
в
чающей выборки достигается при выборе
ˆ
j
Выходные величины
ностей измерения оценки
не содержат доплеровских сдвигов фазы помехи,
i
ii
ee
==
uUU с точностью до погреш-
i
( 2/
nt
2/
nt
ˆ
(j[
i
])
) и
д
.
вд
при вычислениях
-
-
-
i
-
-
-
-
что позволяет осуществлять последующее режектирование помехи фильтром
Рис.
3.40
U
i
~
~
l
1
ϕ
∆
~
~
~
~
~
~
ϕ
∆
kki1
2
0
<η<
e
e
Рис. 3.4
1
cos
sin
52
с действительными весовыми коэффициентами и адаптацией только к коэф
фициентам корреляции помехи. При этом число комплексных умножителей
независимо от порядка
ϕˆ-jei
*
ϕˆjei
В
ϕ
ˆ
i
ЗУ
T–τ
∑
ЗУ
τ
СгФ
Автокомпенсаторы с обратной связью
пу следящей системы
криминаторе Дк по
где
n
∑
=
–
ошибка рассогласования между истинным и отслеживаемым авто
i
~~~
*
−
,1
:
дискриминатор
выходным отсчетам
jIm
~
=+==
~
Re
η
–
сглаживающий фильтр
U
i
~
YYYUUY
|
ϕ∆
j
i
e|
iiiillii
, (3.20)
U
i
фильтра остается неиз
менным и равным трем
ˆ
ϕ∆
Дк
i
Автокомпенсаторы
прямой связью являются
практически безынерци
онными, и поэтому их
целесообразно использо
(
рис
вать в обзорных РЛС
. 3.40)
строятся по принци
.
. В
вначале вычисляется величина
дис
-
.
с
-
-
-
-
-
компенсатором значениями фазы φ, причем
Оценка ошибки рассогласования
малости в режиме слежения
Текущие оценки
ˆ
от
i
ˆ
≈ϕ∆ .
дискриминатора Дк поступают на вход сглажи
)
Im
ˆ
=ϕ∆ , а с
YY
Re/
iii
Imtg =ϕ∆ .
(Imarctg
Re/
Re/
YY
YY
iii
iii
учетом ее
вающего фильтра СгФ, в котором осуществляются их взвешивание с помо
щью весового коэффициента
η и
раздельное по каждому элементу временно7й
дискретизации накопление взвешенных величин, приводящее к сглаживанию
ошибок рассогласования и образованию в установившемся режиме оценки
i
ˆˆ
ϕ∆η=ϕ
∑
=
Величина
. (3.21)
η
определяет коэффициент передачи разомкнутой петли авто
компенсатора и влияет на его динамические свойства (длительность переход
ного процесса) и флюктуационную ошибку (точность автокомпенсации
этом чем меньше весовой коэффициент
η,
тем инерционнее процесс автоком
).
При
пенсации и выше точность. Условию устойчивости автокомпенсатора соот
ветствует значение
В запоминающем устройстве ЗУ
T
–τ,
что позволяет компенсировать задержки при вычислениях и при накоп
п
θj
i
e
θ
i
СН
лении вдоль дальности и обеспечивать соответствие
ˆ
ϕ
i
вводимых фазовых сдвигов среднему элементу обу
.
осуществляется задержка на интервал
T
–τ
чающей выборки. В вычислителе В образуется соответ
ствующая полному доплеровскому сдвигу фазы величи
ЗУ
T
на
двух вариантах. В первом варианте (рис
ˆ
i
ϕθ
jj
ii
≈
.
Вычислитель может быть выполнен в
. 3.41) на
выходе
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
1ik
eee
e
×
~
φ+ϕ−ϕ
ϕ
λ
=
π=ϕ
=
π±=
ϕ
0
=
k
cos
sin
ϕ
ˆ
Рис. 3.4
3
д
п
п
п
п
п
с
п
53
сумматора-нормализатора СН образуется нормализо
ванная (не превосходящая 2π) величина
π<ϕ=θ
∑
=
ˆ
2
ki
поступающая затем в косинусно-синусный функцио
нальный преобразователь. Во втором варианте
3.42)
вначале происходит косинусно-синусное преоб
разование, а затем рекуррентное вычисление
В комплексном умножителе
ˆ
(j[
i
оценки
ˆ
-j
i
ii
ˆ
ϕ
не содержат доплеровских сдвигов фазы помехи. Автокомпенсато
ee
==
uUU
i
])
,
которые с точностью до погрешностей измерения
(
&
) (
рис
(
:
. 3.40)
рис
θj
i
-
e
,
ЗУ
.
T
Рис. 3.42
-
ˆ
jjj
−
1
ˆ
i
ϕϕθθ
j
iiii
≈=
.
вычисляются величины
i
-
ры с обратной связью допускают широкий выбор дискриминаторов и позво
ляют реализовать высокую точность компенсации не только выбором объема
обучающей выборки n, но и выбором весового коэффициента
η и,
следова
тельно, ценой длительности переходного процесса. В связи с этим данные ав
токомпенсаторы целесообразно использовать в РЛС сопровождения
3.7.
Проблема слепых скоростей
.
При выделении доплеровской модуляции когерентно-импульсных сигна
лов с помощью фазовых детекторов проявляется своеобразный
ческий эффект
симость частоты модуляции F
ровской частоты
за период повторения
Tv
,
проходимого целью за период по
п
r
вторения. Как видим, максимальная час
тота модуляции не превышает половины
частоты
2/12/
ряд значений радиальной составляющей
,
сущность которого поясняет приведенная на рис
м
д r
повторения
TF
.
Кроме того, существует
пп
/2
vf
,
сдвига фаз
2
от
допле
Tf
и
пути
пдс
импульсов
-
F
м
F
/2
-
0
F
/2
0
0
π
λ
/4
F
2
λ
/2 3λ/2
стробоскопи-
. 3.43
3
F
/2
3
π
π
зави
2
4
f
F
φ
π
vrT
λ
скорости, при которых частота модуляции обращается в нуль, т. е. модуляция
исчезает. Эти скорости называются
–
значениям доплеровской частоты, кратным частоте повторения
–
значениям сдвига фаз
слепыми
k
2с,
и
соответствуют
, 1, 2,…;
:
;
-
-
-
-
-
–
значениям пути, проходимого целью за период повторения, равным це
)(
лому числу полуволн, что соответствует слепым скоростям
k
сл
r
2/
Tkv
λ= .
п
При слепых скоростях цели составляющие спектра сигнала и помехи пере
крываются, что затрудняет выделение сигнала и приводит к так называемой
блеме слепых скоростей
пользование
многочастотных либо неэквидистантных сигналов
Многочастотные сигналы
турная схема
двухчастотной
.
Эффективным средством ее преодоления является ис
.
. На
РЛС, где ИМ
рис
. 3.44
–
приведена упрощенная струк
импульсный модулятор, ГВЧ
про-
-
-
-
-
–
=−=
π=ϕ
КГ
π/2
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
∑
2
T1
T1
T2
54
генератор высо
кой частоты, СмФ
–
УВЧ
1
См
УВЧ
2
fр = f1 – f
2
ИМ
ГВЧ
ГВЧ
1
f
1
АП
2
f
2
СмФ
Рис. 3.44
дин. РЛС излучает импульсы одновременно на двух несущих частотах: f
смеситель фази
рования, АП
– ан-
тенный переклю
чатель, УВЧ
–
усилитель высо
кой частоты, См
смеситель прием
ника, КГ
–
коге
рентный гетеро
и
1
–
f
2
В момент зондирования образуются биения, колебания которых выделяются
смесителем СмФ и используются для фазирования на разностной частоте
f
р = f1 – f2
когерентного гетеродина КГ, колебания которого сохраняют началь
ную фазу зондирующего импульса и используются в качестве опорного коле
бания фазовых детекторов. Биения разностной частоты образуются также в
смесителе См приемника. Для движущейся цели на выходе фазовых детекто
ров наблюдается модуляция видеоимпульсов частотой, соответствующей
разности доплеровских частот
cfvfff
/2
,
r
рд2д1др
которая тем меньше
-
-
-
-
-
-
.
-
-
-
,
чем ближе друг к другу частоты f
а значит и разность доплеровских частот
зовый сдвиг на этой частоте за период повторения
движущейся с максимальной скоростью, не превышал
1
и
f
.
Уменьшая разность частот
2
f
,
можно добиться, чтобы фа-
др
2
2π.
В этом случае во-
f1 – f2 = fр
Tf
для цели,
пдрр
обще не будет слепых скоростей среди реально возможных скоростей целей
Существенным недостатком рассмотренной двухчастотной РЛС является
нелинейная обработка принимаемых колебаний в смесителе См приемника
приводящая к расширению гребней спектра пассивной помехи и ухудшению
качества ее подавления. Данный недостаток устраняется при раздельном ре
жектировании помехи в каждом частотном канале. При полностью когерент
ной обработке обнаружение сигнала осуществляется раздельно в каждом час
U
i
)1(
АРФ
ВМ
к ПУ
СН
U
i
)(L
АРФ
ВМ
Рис. 3.45
Неэквидистантные сигналы
ния) периода повторения от импульса к импульсу
T
рости для различных периодов отличаются друг от
тотном канале. При некогерентном
накоплении остатков когерентного
режектирования аналогично схеме на
рис
. 2.33
осуществляется объедине
ние частотных каналов, приводящее к
схеме на рис
число частотных каналов L
формируются путем
. 3.45 [12].
Оптимальное
=3.
вобуляции
.
В этом случае слепые ско-
(
измене
друга, что позволяет избежать пропадания сигналов
t
Рис. 3.46
движущихся целей
. На
рис
. 3.46
изображена после
,
.
,
-
-
-
-
-
-
∆+=
∆−=
π=ω
=
π+π
=
=
=
∑
Рис. 3.47
–
+
Рис. 3.48
−2
1
1
t
t
t
t
Рис. 3.49
T–∆T
t
з
T T T
T+∆T T+∆T
T–∆T T+∆T
T T
∑
–
+
Рис. 3.50
55
довательность импульсов с так называемой двух
периодной вобуляцией
(
T
1
и
T ).
2
Устройства одно
кратной и двукратной череспериодной компенса
ции ЧПК теперь имеют вид, представленный соот
ветственно на рис
в течение периода
. 3.47 и 3.48. В
T2
переключатели должны нахо
этих устройствах
диться в верхнем положении, а в течение периода
T
– в
1
нижнем положении. Это обеспечивает
временность
поступления на входы сумматоров
одно
эхо-сигналов с одних и тех же элементов разреше
ния по дальности
.
Более просто эту задачу можно решить, ис
пользуя дополнительную задержку. Если каждый
четный импульс эквидистантной последовательно
сти импульсов синхронизатора
держивается на интервал ∆
пульсами поочередно составляет
и
TTT
2
(
рис
. 3.49, б).
тельности отраженных импульсов (рис
в) на интервал ∆T задерживаются нечетные
импульсы (рис
. 3.49, г),
что приводит к вос
становлению эквидистантной последова
тельности, т. е. к
девобуляции
осуществлять последующее режектирование
помехи обычными средствами
При использовании
ЗУ адресного типа
добность в девобуляции отпадает, так как
считывание-запись информации в ЗУ этого
типа осуществляется синхронно с момен
тами излучения зондирующих импульсов
Рассмотрим скоростные
частотные) характеристики ЧПК
дому из периодов соответствует АЧХ
(
рис
. 3.49, а) за-
T,
то период между им
TTT
1
Для последова
-
. 3.49,
-
-
, и
позволяет
(
рис
. 3.50).
на-
-
.
(
амплитудно
-1
при вобуляции периода повторения. Каж
-
:
,)sin()2/sin()(
fTTfH
π=ω=
111
(3.22)
.)sin()2/sin()(
fTTfH
222
а
б
в
г
-
-
-
-
-
-
-
-
-
-
ЗУ
ЗУ
ЗУ
ЗУ
ЗУ
ЗУ
tз+∆T
T∆
T
1
T
2
T
1
T
2
TT +
21
ЗУ
T
∑
Поскольку эти характеристики не существуют во времени раздельно, ре
зультирующую характеристику можно найти в виде их суммы
-
:
Σ
ведена на рис
/4/5 TT
.
21
Соответствующая кривая при
21
. 3.51.
Как видим, первая слепая скорость соответствует частоте
Чем ближе отношение
T2 /
T1
к
единице, тем дальше отодвигает
5/4/
TT
12
при
)sin()sin()(
fTfTfH
.
ся первая слепая скорость. Однако при этом сближаются исходные слепые
скорости, соответствующие интервалам
T
1
и
T ,
что приводит к глубоким
2
-
-
T
∆
∆−+
=
.1...,,2,1
−
=
N
i
∆−+
=
∆−−
=
.1...,,2,1
−
=
N
i
≤
T∆/
1
2
2
Рис. 3.51
56
H∑(f)
провалам АЧХ, особенно первого. В связи с
этим используются более сложные законы во-
0
1/T
1
1/T
2/T
2
1
2/T
3/T
3/T
4/T
2
1
1
5/T
4/T
f
1
буляции: линейный, пе-
2
рекрестный, гармонический, псевдослучайный
[13, 14]. При линейном законе происходит последовательное изменение ин-
тервалов T
i
от импульса к импульсу на величину
i
,)1(
TiTT
min
по правилу
Перекрестный закон может быть получен из соотношений
,)1(
TiTT
i
−
min12
,)1(
Минимальный период T
max2
i
должен удовлетворять условию однозначного
min
TiTT
определения заданной дальности действия РЛС, а максимальный период из
энергетических соображений – условию
рость определяется величиной
, а глубина первого провала – выбранным
5,1 TT
. Первая слепая ско-
minmax
законом вобуляции [13, 14].
Вобуляция приводит к сужению полосы задерживания режекторных
фильтров при одновременном расширении и искажении спектра помехи, что
существенно снижает эффективность ее подавления. Чтобы этого избежать,
необходимо использовать переменные во времени в соответствии с законом
вобуляции весовые коэффициенты РФ. В частности, весовые коэффициенты
фильтра 2-го порядка при обработке данных интервала T
T
)(
i
g ,1
0
2
−
i
=
,
T
1
−
i
)(
1
)(
ii
gg −−= ,1
0
)(
i
== gg
2
должны быть равны
i
что реализуется их коммутацией от периода к периоду (см. рис. 2.5 в [13]).
3.8.
Принципы построения радиолокаторов движущихся целей
Для решения задач селекции движущихся целей на фоне пассивных помех высокочастотные колебания должны удовлетворять требованиям коге
-
рентности. Когерентность может быть истинной и эквивалентной.
Истинная
когерентность реализуется в передатчиках с независимым
возбуждением, например на клистроне. Структурная схема соответствующей
РЛС приведена на рис. 3.52, где ЗГ – задающий генератор, СК – стробируемый каскад, Ф – формирователь сложного сигнала, УМ – усилитель мощности,
Снх – синхронизатор, ИС – импульсы синхронизации, БУ – блок управления,
АП – антенный переключатель, См – смеситель, УВЧ – усилитель высокой
частоты, УПЧ – усилитель промежуточной частоты, АРУ – схема автоматической регулировки усиления. Колебания стабильного ЗГ в первом умножителе
частоты преобразуются в колебания промежуточной частоты f
, из которых в
0
СК образуются радиоимпульсы. В формирователе Ф осуществляется внутриимпульсная модуляция, зависящая от вида формируемого сложного сигнала и
определяемая управляющим сигналом БУ (см. [3, с. 230]; [15, с. 161]).
СК
См
н
0
0
зг
π/2
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
г
0
ИС
к АРУ
АП
СУ
МГ
Рис. 3.53
π/2
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
~
ИС
Рис.
3.54
зонд
зонд
57
ЗГ
Снх
f
f
Ф УМ
БУ
f
f
f
fг=fн−f0
f
УВЧ
АП
УПЧ
f
f
±
0
д
АРУ
f
0
Рис. 3.52
При учебном проектировании в зависимости от вида формируемого
сложного сигнала необходимо конкретизировать выполнение передатчика и
его блоков, в частности формирователя Ф, блока его управления БУ и т. п.
Эквивалентная
когерентность реализуется при использовании передат-
чика с самовозбуждением, например на магнетроне. Случайная начальная фаза каждого зондирующего импульса таких передатчиков исключает использование опорного напряжения фазовых детекторов с фиксированной фазой.
Структурная схема РЛС с эквивалентной когерентностью приведена на
рис. 3.53, где ИМ – импульсный модулятор, ГВЧ – генератор высокой частоты, СмФ – смеситель
фазирования, МГ –
Снх
ИМ
ГВЧ
местный гетеродин,
СУ – схема управления, КГ – когерент-
СмФ
См
ный гетеродин, задающий опорное напряжение фазовых
КГ
АПЧ
f
0
УПЧ
±
f
д
детекторов, АПЧ –
разностная схема автоматической под-
f
0
стройки частоты,
поддерживающая постоянную и равную
Работа когерентного гетеродина иллюстрируется эпюрами, изображенными на
f0
разность частот ГВЧ и МГ [1].
u
u
отр
u
рис. 3.54, где показаны зондирующий
)(
tu и отраженный )(
зонд
tu сигналы, а
отр
также напряжение когерентного гетеродина
u
кг
t
)(кгtu . Когерентному гетеродину на про-
межуточной частоте f
в режиме автогене-
0
t
рации навязывается начальная фаза им-
=
τ
≈
+ν=
=
+1
Рис.
4.1
Сигнал
обнаружения
Адрес
0
1
ν
ИС
58
пульса магнетрона, которую он сохраняет в течение всего периода повторения, осуществляя тем самым эквивалентную когерентность. В конце периода
повторения его колебания искусственно срываются схемой управления СУ.
Использование многочастотных сигналов приводит к многоканальному
построению РЛС, имеющей несколько передатчиков и приемников и одну антенну (см. [1, с. 460]; [6, с. 7]). Аналогично строится РЛС при многолучевой
диаграмме направленности антенны (см. [1, с. 469]). Каждый луч имеет свой
облучатель зеркала антенны и связан со своим передатчиком и приемником.
Передатчик может быть один, если его широкий луч перекрывает зону обзора
многолучевой диаграммы. В фазированной антенной решетке лучи формируются путем группировки ее элементов с учетом числа и параметров лучей.
4.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ КООРДИНАТ ЦЕЛЕЙ
4.1.
Измерение дальности
В импульсных РЛС измерение дальности цели R
нии времени задержки t
пульсами, т. е. 2/
дискретизации
t времени задержки tз соответствует номер канала (коль-
между зондирующими и отраженными от цели им-
з
ctR
ид
. При цифровой обработке с периодом временно
зц
основано на определе-
ц
й
7
ца) дальности, в котором обнаружена цель. Искомый номер определяется при
совместном обнаружении и измерении координат и равен числу импульсов
временно7й дискретизации, поступивших от момента излучения зондирующих
импульсов до момента приема и обнаружения отраженных сигналов.
Структурная схема измерителя дальности (рис. 4.1) содержит генератор
ГИД
CT2
2
R
t
д
2
2
&
&
&
n
ц
ГИС
импульсов (временно7й) дискретизации ГИД
t , импульсы которого использу-
д
ются для тактирования цифровых устройств, двоичный счетчик импульсов СТ2,
генератор импульсов считывания ГИС и регистр совпадений на схемах И.
Число разрядов счетчика 1log
nk , где Rn – число колец дальности.
2
R
Очередной импульс синхронизации (ИС) РЛС производит сброс показаний счетчика (вход R) и запускает (синхронизирует) генератор импульсов
дискретизации ГИД, импульсы которого следуют с периодом временно7й дискретизации
t и поступают на счетный вход (+1) счетчика. С приходом сигна-
д
ла обнаружения происходит считывание (автосъем) пропорциональных вре-
=
=
=
=
∆
R
∆
10
...
10
R
∆
R
∆
Rxw
∆
=
/1)
(
τ
≈
σ
τ
≈
τ
~
τ
=
1>b
S
Рис. 4.2
τ
д
СО
Зона за
-
цепления
59
мени задержки cRt /2
показаний счетчика
цз
)/2(/ tcRttn
, (4.1)
дцдзц
отображающих двоичный код дальности, непосредственная оценка которой
ˆ
RnR ∆=
цц
, где 2/дtcR
. Так может быть измерена дальность практически
любого числа целей. Текущие показания счетчика дальности используются в
качестве адресов ячеек соответствующего ЗУ (рис. 2.25, 2.38).
В генераторе импульсов считывания ГИС (рис
рабатывается только при поступлении запускающего триг
гер сигнала обнаружения СО из импульса временно7й дис
кретизации
цессов τ
завершения переходных процессов в счетчике и исключает
возникновение соответствующих ошибок при считывании
в моменты переброса состояний счетчика. Выходной сиг
нал ГИС переводит триггер в исходное состояние
п
(tд),
в
задержанного на время переходных про
счетчике. Это обеспечивает считывание после
.
. 4.2)
импульс считывания вы
-
t
-
-
R
-
п
T
&
-
Погрешность измерения дальности определяется
нестабильностью частоты дискретизации (
/1 t ) и дискретностью отсчета
д
С учетом реализуемой на практике относительной нестабильности частоты
54
−−
соответствующей погрешностью можно пренебречь. При измене-
нии дальности в пределах
число цn остается неизменным. Так как любое
.
истинное значение дальности в интервале
распределения ошибки измерения
ния находится по аналогии с формулой (2.6) в виде 12/
t среднеквадратичная погрешность измерения дальности
ид
ˆ
R
Величина
15,03,032/ tcRR
=∆≈∆=σ . (4.2)
не зависит от отношения сигнал/шум q, влияющего только на
ˆ
R
д
вероятность правильного обнаружения сигнала от цели, находящегося при
равновероятно, то плотность
, а дисперсия ошибки измере-
22
R
∆=σ . Тогда при
ˆ
R
t
ид
в основном в пределах одного кольца дальности (рис. 2.8). Требования к выбору
периода дискретизации
t при цифровой согласованной фильтрации, особенно
д
ЛЧМ сигналов (см. п. 2.3), приводят к эффекту «дробления» пачки по смежным
кольцам дальности, что предполагает использование
специальных алгоритмов измерения дальности.
Полагаем, что интервал дискретизации
t вы-
д
a
t
t
бран в несколько раз меньшим длительности импульса
квантовании обнаружение пачки происходит раздельно в каждом из смежных колец дальности, а
при двоичном квантовании – для импульсов, перекрывающихся определенным образом, т. е. имеющих общую зону зацепления (рис. 4.3, а). Зона заце-
, т. е. bt /
и
, где
ид
. При многоуровневом
t
б
в
R
ц
Рис. 4.3
t
t
b
r
=
1
+
r
=
+
S
Рис.
4.5
+1
+1
0
1
2
τ
0
1
ν
Адрес
ИС
60
пления может составлять один или несколько элементов временно7й дискретизации с полным или частичным их заполнением единицами [16]. При этом
происходит неоднократное выполнение критерия обнаружения, приводящее к
образованию последовательности сигналов обнаружения (рис. 4.3, б), по которой необходимо определить оценку истинной дальности цели R
.
ц
Структурная схема соответствующего измерителя дальности приведена
на рис. 4.4 и по сравнению с измерителем на рис. 4.1 дополнительно содер-
CT2
R
~
t
д
2
2
&
&
ГИД
2
&
~
ГИС
∑
n
ц
СО
ФКО
CT2 2
R
з
2
&
&
1
2
Рис. 4.4
жит схему фиксации конца обнаружений ФКО, линию задержки τ
&
, схему
з
ИЛИ, двоичный счетчик обнаружений, инвертирующий регистр совпадений
на схемах И-НЕ и сумматор [16]. Последовательность r сигналов обнаружения СО (в идеальном случае при отсутствии шумов
), соответствующих
одной цели, поступает на вход схемы фиксации конца обнаружений ФКО и
через схему ИЛИ на счетный вход счетчика обнаружений.
R
T
В схеме ФКО (рис
ния переводит триггер в состояние
ный выход принимает состояние
1
жение в виде нуля приводит к появлению
схемы ИЛИ-НЕ, которая возвращает триггер в исходное
состояние, в результате чего на выходе схемы ИЛИ-НЕ
образуется импульс окончания обнаружений (рис
. 4.5)
первый импульс обнаруже
«1»,
«0».
при этом инверс
Первое необнару
«1» на
выходе
. 4.3, в).
-
-
-
Выходной импульс схемы ФКО через схему ИЛИ поступает на счетный
вход счетчика обнаружений, показания которого теперь становятся равными
. Этот же импульс поступает на генератор импульсов считывания ГИС,
который осуществляет считывание (автосъем) показаний обоих счетчиков.
После завершения процессов считывания выходной импульс схемы
ФКО, задержанный в линии задержки τ
на время считывания τ
з
сч
τ
и посту-
з
пающий на вход R счетчика обнаружений, производит сброс его показаний.
Считанные показания счетчика дальности равны 1
n , где кn – номер
к
кольца дальности, соответствующего последнему сигналу обнаружения (рис.
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]