Проектирование радиолокационных систем. Учебное пособие

1=K

ξ+=

′

ξ

ξ=ξ

δ=ξ

/1)

(

w

2

/

σ≤δ

=

∆

=

π=α

∆

i

Рис. 2.7

1

δ

ξ

Рис. 2.6

11

линейной составляющей (рис лельного соединения линейного элемента с коэффициентом передачи нелинейного элемента (рис

где

– шум

i

квантования,

амплитудном квантовании. Шум квантования

лым

вания

шумом

δ, т. е.

кв

с равномерным законом распределения в пределах шага кванто

(

2/

δ

22

∫

2/

δ−

)(

1

=ξξξ=σ

dw

δ

Если шаг квантования

а ошибки квантования могут быть учтены соответствую щим увеличением уровня собственных шумов приемника

. 2.4).

АЦП теперь представляется в виде парал

. 2.5).

Тогда величина на выходе АЦП

vv

характеризующий искажение входных данных при

рис

ξ

⋅

. 2.6).

2/

δ

3

δ−

Дисперсия шума квантования

2

δ

=

. (2.6)

123

ш

, то

2

кв

2

ш

является

i

08,012/ σ≈σ≤σ ,

дискретным

1/

2

ш

-δ/2

-

w(ξ)

0

/2

.

и

iii

бе-

При решении большинства задач обнаружения, измерения параметров и компенсации помех в цифровых системах обработки необходимо многораз рядное

(

ν

8…16)

цифровое преобразование выборок входных сигналов Многоразрядное квантование при большой частоте временно7й дискретизации сигналов представляло в прошлом сложную техническую задачу и приводило к существенному усложнению аппаратуры цифровой обработки сигналов Поэтому наряду с многоразрядными получили применение простейшие

(

вплоть до двоичных) АЦП и обнаружители радиолокационных сигналов, ко торые, несмотря на потери в эффективности, обеспечивают простоту реализа ции и позволяют отсеивать

Двоичное квантование

несинхронные

и

хаотические импульсные

помехи.

применяется при некогерентной обработке и осу ществляется после объединения кодов когерентно обработанных квадратур ных составляющих или непосредственно на выходе ам плитудного детектора АД (рис

. 2.7).

При двоичном кван товании амплитудное квантование, как правило, предше ствует временно7й дискретизации

.

-

АД

u(t)

d

2

-

Временна7я дискретизация приводит к разбиению развертки дальности

РЛС на элементарные участки шириной

, (2.7)

2/

ctR

д

число которых определяется из выражения

, (2.8)

RRn

/

max

максимальная дальность действия РЛС

где

R

–

max

.

В процессе периодической посылки зондирующих импульсов с одновре менным круговым сканированием антенны зона обзора РЛС разбивается на элементарные участки по азимуту, угловые размеры которых

, (2.9)

/2

TT

0

п

где

T

–

период повторения импульсов

п

,

T

–

период сканирования антенны

0

.

Таким образом, в результате обоих этапов временно7й дискретизации кру говая зона обзора РЛС разбивается на элементарные ячейки (рис

. 2.8),

общее

-

,

-

.

-

∆α∆π=

τ

≈

τ

<

p

q

−

=

1

≈

τ

=

σ

=

σ

=

σ

=

≠

τ

+

τ

−+=

τ

x(t)

Рис. 2.

8

R

Рис. 2.

9

12

число которых равно

Цель

/2

max0

Совокупность ячеек

∆α

R

max

одной и той же дальности в различных азимуталь-

∆

ных позициях составляет так называемое

дальности

шириной ∆R,

кольцо

содержащее при двоичном квантовании последовательность нулей и единиц (черные точки на

рис. 2.8). При выборе одном кольце дальности. При

t сигналы от цели располагаются в основном в

ид

t сигнал от цели занимает несколько колец

ид

дальности, что следует учитывать при последующей обработке (см. п. 4.1).

Двоичные числа 1 и 0 являются случайными и описываются вероятно-

стями их появления соответственно p и ния квантуемого процесса u(t) и от порога квантования u

бающей шума описывается

щенным законом Релея (законом Райса

законом Релея

) [4]. При 0

, а суммы сигнала и шума –

равны вероятностям превышения порога квантования

u=u(t1) перейдем к нормированным величинам

, зависящими от распределе-

. Распределение оги-

0

обоб

искомые вероятности

д

в точке

/

ux и

ш

tt

. С учетом

1

/

ux . Тогда

ш

00

вероятность превышения порога квантования шумом

∞

1ш

∫

x

0

xpp

exp

   



x



−==

dx



2



exp

 

−−=

 

а вероятность превышения порога квантования суммой сигнала и шума

сш

∞

∫

x

0

xp

exp

 

−=

 

22



+

ax



0



2



, (2.11)

)(

dxaxI

∞

22

  

2



exp

x

0

2

   



xx

0

, (2.10)



−=



2



RRn

.

-

где

При

вания

x

0

на

0

Вероятность

=

0

д

интервале

1

t

1 t1

Рис. 2.6

,

)/1ln(2

px

10

следует вычислять вероятность превышения порога кванто

),(

2

+

д

k≥

/

ua –

tt ,

мени

(

кривая

бытий запишем

где

t

выброса на интервале

определяется из условия распределения числа вы

)(01xP

отношение сигнал/шум

шс

которое может произойти либо в момент вре

д11

1t (

кривая

2).

1 на

рис

. 2.9),

Тогда с учетом совместности обоих со

.

либо на интервале

, (2.12)

)()(

xPpxPpp

011011ш

kk ≥≥

k≥

–

вероятность наличия хотя бы одного

)(01xP

.

д

-

д

-

τ

(

)

!

k

0=k

τ

+

τ

≠

τ

τ≈∆

∫

τ

з

ПУ

Рис. 2.

11

13

бросов на интервале

)(

=

xP

0

k

+

где

( )

fxxN ∆=

сов в единицу времени

Вероятность отсутствия выбросов

а вероятность получить хотя бы один выброс

k

≥

Подставляя

порога квантования на интервале

ш

Вероятность

ной вероятности превышения в точке обычно используется формула

по

закону Пуассона

д

+

xN

exp pfx

00

k

][

τ

д0

2

   



x

0



−∆=



2



.

д

000

(2.13) в

д

01

pсш в

формулу

01

случае

+

xN

10

)()(1)( pfxxNxPxP

(2.12),

д

2

1

д

0

д

(2.11).

:

])(exp[

τ−

,

д0

–

среднее число положительных выбро

(

)(1])(exp[)( τ−≈τ−=

xNxNxP

0

) на

интервале

,

д

равна

д

. (2.13)

τ∆=τ=−=

1д0д00001

для вероятности превышения шумом

окончательно получаем

)1(

τ∆+≈τ∆−τ∆+= fxppfxpfxpp . (2.14)

д

01

несущественно отличается от аналогич

t=t1, и

поэтому для ее вычисления

2.2. Обнаружение одиночных радиоимпульсов

Импульсный эхо-сигнал

лым шумом

n(t)

аддитивную смесь

сигнала необходимо вычислить

τ

с

. (2.15)

=

∫

0

dttstvz )()(

s(t)

длительностью τ

с

v(t)=s(t)+n(t).

корреляционный интеграл

образует с нормальным бе

Для обнаружения данного

Упрощенная структурная схема РЛС с обнаружителем данного типа, учи тывающим время запаздывания сигнала τ тенный переключатель, Прд датчик, Прм

–

приемник, ПУ роговое устройство. При неизвест ном времени запаздывания корре ляционный обнаружитель должен быть

многоканальным

.

ным к времени запаздывания и следовательно

,

одноканальным

ляется обнаружитель на основе

гласованного фильтра СФ

–

пере

– по-

Инвариант

яв-

со-

(

рис

. 2.11).

-

,

ный со спектром сигнала только по ширине полосы Для простых импульсных сигналов

(

выполняет усилитель промежуточной частоты УПЧ с шириной полосы пропускания

f .

,

приведена на рис

з

. 2.10,

где АП

Прд

s(t–

)

АП

Прм

τ

з

v(t)

Рис. 2.10

Обычно используют фильтр, согласован

[4].

=

)

c

эту роль

и

СФ

/1

и

-

– ан-

ПУ

-

ϕ

ϕ+ϕ=ϕ+ψ+π=ϕ

ψ

ПУ

Рис. 2.

12

~

z

∫

2

∫

2

∑

Рис.

2.13

СФ

2

Z

АД ПУ

Рис.

2.14

14

Для сравнения с пороговым уровнем нужно перейти на видеочастоту

При известных частоте

СФ

f0, ϕ

0

перенос частоты осуществляется с помощью фа зового детектора (рис ся внефазная составляющая шума

Реально начальная фаза

неизвестна. В этом случае опорный сигнал

0

удобно представить в виде двух квадратурных составляющих

где

)(

cos

sin

)](2[

ttfts

ψ+π±= . (2.17)

00

)(

ts

1

)(

ts

2

Тогда корреляционный интеграл принимает вид

τ

с

∫

0

02010

Последующие вычисления, включая усреднение по φ

АД

(·)

v(t)

s1(t)

z

2

(·)

√

ПУ

s2(t)

Первая половина схемы на рис

фильтру СФ, а вторая

v(t)

СФ

–

амплитудному детектору АД, что позволяет предста

вить ее в фильтровом варианте (рис перехода на видеочастоту при неизвестной на

. 2.13

чальной фазе в отличие от схемы на рис

z1,z

z

0

используется амплитудный детектор, вычис ляющий огибающую

ходят обе квадратурные составляющие сигнала и (что отрицательно) шума

В отличие от рис

. 2.13

корреляторы удобнее реализовывать не на радио

и

f

0

. 2.12).

начальной фазе

При этом подавляет

.

[4]:

sin)(cos)(])(2cos[)(),(

tststtftsts , (2.16)

02010000

zzdttststvz

ритму

sincos]sin)(cos)()[()(

[4]

. (2.18)

ϕ+ϕ=ϕ+ϕ=ϕ

0201

,

приводят к алго

0

2

1

zzZ +=

реализуемому с помощью двух квадратурных кана лов

(

рис

. 2.13), в

из которых вычисляются

z

0

проекции

z

и

1

z

,

2

каждом

исполь зуемые затем для вычис ления огибающей

Z.

эквивалентна согласованному

. 2.14).

Для

. 2.12

Z.

При этом через СФ про

.

2

частоте, а на видеочастоте. Для построения соответствующей схемы найдем алгоритм обработки комплексной огибающей входного процесса плексная огибающая опорного сигнала определяется аналогично

)(j

0

t

Корреляционный интеграл теперь имеет вид

ττ

сс

1

∫∫

2

00

где

1

&

∗

)()(

2

00

+=ψ+ψ==

sc

1

)](j)()][(j)([

2

(2.1).

:

)(j)()(sin)(j)(cos)(e)()(

tststtsttststS

. (2.19)

)j(

zzdttststvtvdttStVz +=−+==

, (2.20)

scscsc

Ком

.

0

-

,

-

+

=

+

≈

+

≈

)(t

S

−τ=

√

∑

2

ω

0

ω

∫

∑

2

∑

~

Рис.

2.16

ω

0

ω

ν

ПУ

~

ν

15

ττ

сс

+=

∫∫

00

)()()()(

dttstvdttstvz

ssccc

,

ττ

сс

−=

∫∫

00

)()()()(

dttstvdttstvz

sccss

.

Соответствующая данным алгоритмам структурная схема четырехка

нальной корреляционной обработки на видеочастоте приведена на рис

vc(t)

∫

+

zc

( )

. 2.15.

+

cos

t

0

sc(t)/2

ss(t)/2

к ПУ

–

sin

vs(t)

t

+

∫

Рис. 2.15

( )

zs

Обнаружение сигнала осуществляется путем сравнения огибающей

22

zzZ +=

с

пороговым уровнем. Отметим, что схемы на рис

sc

2.15

соответствуют корреляционной обработке для

одного

канала

. 2.10, 2.13 и

дальности.

Переход к фильтровому варианту обработки снимает данное ограничение Реализация согласованного фильтра на видеочастоте целесообразна в цифро вом виде, что предполагает аналого-цифровое преобразование квадратурных проекций и приводит к схеме, изображенной на рис

. 2.16,

где цифровой согла сованный фильтр ЦСФ, как будет показано ниже, аналогично схеме обработки на рис тырехканальным. По выход ным

модуля ВМ должны вычис ляться отсчеты огибающих

. 2.15

также является че

отсчетам

uuU

j

в

sicii

||

вычислителе

22

uuUu +== .

siciii

ЦСФ

-

2

cos

-

sin

t

0

t

д

2

t

д

ЦСФ

ВМ

u

0

Однако в цифровом виде обычно используются приближенные алгорит

мы, например

||||

uuu

.

Более точные результаты дает алгоритм

sicii

|)||,(|min25,0|)||,(|max

uuuuu

, (2.21)

sicisicii

реализуемый на основе логических операций и умножения на коэффициент

0,25=2–2

путем сдвига цифрового кода на два разряда

.

2.3. Цифровые согласованные фильтры

Согласованный с сигналом

фильтр имеет комплексную огибающую

-

.

-

импульсной характеристики

)()(

tStH

и

c

вычисляет интеграл свертки

+=−=+==

nl...,,2,1

=

τ==

=

+

=

+

=

l

1

×

&

∗

τ≤<

τπ=

β

Uk

Рис. 2

.17

ЗУ

ПЗУ

ВС

∞

1

)( . (2.22)

2

∗

∫

∞−

ττ−τ= dtVHtU )()(

16

Реализация аналоговых согласованных фильтров сложна, особенно для широкополосных (сложных) сигналов, кроме того, в аналоговых фильтрах за труднена перестройка параметров. В связи с этим целесообразна реализация операций линейной согласованной фильтрации с помощью цифровых уст ройств (фильтров

Цифровым согласованным фильтром (ЦСФ

с отсчетами комплексной огибающей импульсной характеристики (ИХ

где

Реализация ЦСФ во временно:й области

работку поступающих от АЦП

ktt

отсчетов комплексной огибающей входных данных

k

гласно

д

(2.23)

аналогии с выражением

Структурная схема реализации алгоритма

V

к

V

k-1

k-2

).

)

называется цифровой фильтр

)

stlnShhltHH

/tnn

–

число дискретных отсчетов ожидаемого сигнала

дcc

(

рис

. 2.2) в

отсчеты комплексной огибающей ИХ ЦСФ

(2.22)

n

1

=+=

j . (2.24)

∑

2

=

для сигнала на выходе ЦСФ запишем

∗

VHuuU

−

lklskckk

js])[(j)( ,

lnslncslcll

−−

,,дд

, (2.23)

.

ЦСФ реализует весовую об

дискретные моменты времени

vvV j

skckk

hhH j

(2.24)

приведена на рис

Схема состоит из запоминающего

V

k-n

устройства ЗУ входных данных

. Со-

. По

slcll

. 2.17.

Vk

и весового сумматора ВС, содер

H

∑

жащего лей постоянное запоминающее устрой

ство ПЗУ коэффициентов счеты

с периодом

∗

1

H

∗

2

H

∗

n

ществлять их скользящую вдоль

(

n

комплексных умножите

),

комплексный сумматор и

V

сдвигаются в ячейках ЗУ

k-l

tд,

что позволяет осу

H . От-

l

дальности весовую обработку в ре альном масштабе времени, т. е синхронно с поступлением эхо-сиг

налов. В каждом комплексном умножителе (рис

. 2.18)

реализуются операции

:

-

.

-

−++=+−= .

В комплексном сумматоре осуществляется раздельное суммирование

действительных и мнимых проекций взвешенных отсчетов

.

Дальнейшая конкретизация алгоритмов ЦСФ определяется видом обра

батываемых сигналов. Так, для

сигнала

где

с0

комплексная

t ,

огибающая

/

W , fW –

с

f

линейно-частотно-модулированного

[4] =β= )jexp()(

девиация частоты сигнала

2

ttS

.

vhvhvhvhvvhhVH

,,,,,,

lkcsllkscllkssllkccllkslkcslcllkl

−−−−−−−

(

ЛЧМ

sinjcos tt β+β ,

)(j)j)(j(

-

)

22

=−τ

=

l

1

ϕ

π=ϕ

1

ej±

=

±=η

=

η==

=

nmnm/2)/2

(

π=π

1−n

=π−

)/2)((nmlnnmln/)(2

−

π

−π=

l

1

Рис. 2

.19

ЗУ

∑

Рис.

2.

18

17

Тогда комплексная огибающая ИХ СФ

)()(

tStH

с

2

с

а соответствующие ЦСФ отсчеты кретные моменты времени

l

д

l

22

с

ltt

2

])(sin[j])(cos[

tt −τβ+−τβ= ,

H(t) в

д

−β+−β= .

С целью эффективного сжатия ЛЧМ сигналов рекомендуется при проектирова нии ЦСФ выбирать период дискретизации

t

=1/(2…3)Wf [5].

д

Для двоичного

фазоманипулированного

элементарных импульсов длительностью τ

n

=

∑

и с учетом ременных величин

tStS

)()( , ltS

l

=

,0l и

1)(

=je)(

l

ϕ

l

tS .

ll

определяется кодовой комбинацией знакопе

+

дис

-

22

])(sin[j])(cos[

lntlntH

+

-

(

ФМ) сигнала

,

комплексная огибающая равна

1

∗

H

l

,

состоящего из

Следовательно, отсчеты комплексной огибающей ИХ согласованного с ФМ сигналом фильтра определяются коэффициентами

hH

.

lnll

−

+

–

n

-

При согласованной фильтрации сложных эхо-сигналов необходимо учи тывать

эффект Доплера

,

который в случае ЛЧМ сигналов приводит к иска жениям и временно7му сдвигу сжатого импульса. Для ЛЧМ сигналов с базой не более ких сигналов использовать

неизвестной скорости цели предполагает числом каналов

[0, 2π]

ровского канала, причем элементарных сигналов, равным

Теперь коэффициенты ИХ доплеровского канала ЦСФ

а его выходная величина

канального ЦСФ изображена на рис

. 2.19 и

10 000

искажения практически отсутствуют, что позволяет для та

одноканальный ЦСФ

При обработке ФМ сигналов вводится

многоканальное построение ЦСФ

nn

.

Интервал однозначности доплеровского сдвига фазы

c

перекрывается величинами

m=0, 1, …,

.

V

к

V

k-1

m-го

]/)(2jexp[ nmlnhH

llm

,

n

1

=

2

Структурная схема много

∑

=

∗

VHU

.

−

lklmkm

-

содержит

n

весовых

,

соответствующий рис

доплеровская коррекция

(

где

m –

),

что соответствует сдвигам фаз

k-2

V

k-n

,

что при

номер допле

ВС

}{

H

1∗l

БВ

ВС

∗

}{

H

ln

. 2.17.

с

U

кm

-

∗

1

...,,1,0

−

=

n

k

−=−

010

k

π

−

1

...,,1,0

−

=

n

l

−

0

k

1

...,,1,0

−

=

n

l

−

0

l

1

...,,1,0

−

=

n

k

18

сумматоров ВС, отличающихся весовыми коэффициентами

}{

H , и

lm

блок вы

бора БВ. В последнем для дальнейшей обработки выбираются выходные от счеты счеты имеют максимальные значения их огибающих

Vk (

го преобразования Фурье (ДПФ

где вторяются периодически

Ukm

такого канала, для которого по сравнению с другими каналами от

Реализация ЦСФ в частотной области

)

отображается в частотную область с помощью

):

1

V l

W

= ,

n

k

=

e

/2j

π−

e

n

/2j

nlk

==

∑∑

lk

WVVG , (2.25)

nk

(

при увеличении

).

|Ukm|.

.

Последовательность отсчетов

дискретно

l

свыше

n–1

отсчеты

V

G по-

l

Отсчеты частотной характеристики ЦСФ определяются путем ДПФ от

счетов комплексной огибающей его ИХ

1

n

H

=

∑

l

=

lk

WHG . (2.26)

nk

:

Цифровая фильтрация осуществляется подобно аналоговой частотной

фильтрации и сводится к вычислению взвешенных отсчетов

H

U l

V

GGG = ,

l

.

Выходные величины ЦСФ во временно7й области находятся с помощью

обратного

дискретного преобразования Фурье (ОДПФ

1

n

=

)/1(

∑

=

−

U

WGnU ,

n

lk

. (2.27)

):

Преобразование Фурье (прямое или обратное) требует для получения

частотных (временных) выборок и

2

)1( nnn ≈−

операций комплексного суммирования, что затрудняет реализа

n2

операций умножения комплексных чисел

-

n

-

цию свертки в частотной области. Существенное уменьшение числа операций достигается при использовании

быстрого преобразования Фурье (БПФ

), ос-

нованного на прореживании по времени или по частоте и сокращающего вре мя и объем аппаратуры обработки

умножения суммирований

при БПФ оценивается величиной

– nn2log .

Выигрыш в числе операций комплексного умноже

[2, 5].

Общее число операций комплексного

nn2log5,0 , а

число комплексных

ния БПФ относительно ДПФ примерно оценивается отношением

2

Величина выигрыша при больших

nnnnn

log/2log5,0/ = , а в

22

числе комплексных суммирований

n

может быть значительной

.

– nn2log/ .

Структурная схема реализации ЦСФ в частотной области приведена на

рис

. 2.20. С

учетом обработки двух квадратурных составляющих входное и выходное запоминающие устройства ЗУ и все промежуточные регистры должны иметь двойную длину разрядной сетки алгоритмом

соответствующие отсчеты

(2.26)

или БПФ отсчетов ИХ ЦСФ

H

}{

G

хранятся в ПЗУ. После поступления в ЗУ

l

(2ν).

}{kH

ДПФ в соответствии с

производится заранее, и

n

вх

-

=

π=ϕ=ϕ

=

−

],[

ππ−

]2,0[

π

π=π=ψ

=ψ−−=

ψ

NkiN/)1(2

−−π

ПЗУ

АД

∑

U

ψ

∑

ψ

19

V

отсчетов

k

ЗУ

вх

kV

путем прямого БПФ вычисляются отсчеты

Процессор

БПФ

Весовой

блок

H

}{

G

l

Рис. 2.20

Процессор

ОБПФ

ЗУ

вых

V

G ,

которые взвеши

l

U

k

ваются в весовом блоке. В процессоре обратного БПФ взвешенные отсчеты

U

G

преобразуются в отсчеты

l

kU ,

которые поступают в ЗУ

вых

.

2.4. Обнаружение пачки радиоимпульсов

Рассмотренная в предыдущих параграфах обработка одиночных радио импульсов называется пульсов используется типа пачки может быть

Когерентное обнаружение

радиоимпульсов реализуется на основе согласованного фильтра одиночных ра диоимпульсов СФОИ и синхронного на копителя СН радиоимпульсов рый при неизвестной доплеровской ско рости цели является

(

рис

. 2.21).

N

весовых усилителей, учитываю

СН

N

щих коэффициенты огибающей пач ки

gi, и N

доплеровских каналов, ка ждый из которых состоит из зовращателей и сумматора. Ком плексные огибающие поступающих в СН радиоимпульсов

где

)(tU

i

−iiTtu ,

2 Tf

ский сдвиг фазы за период повто рения

частота сигнала

Tп,

Интервалу

ff

дсд

.

однозначного измерения

соответствует интервал доплеровских сдвигов фазы

внутрипериодной

межпериодная обработка

когерентной

[4],

многоканальным

пачки

или

кото

радиоимпульсов (рис

-

N-1

-

N–1 фа-

-

)j(

ϕ+ϕ

0

с

e)(

п

–

пддсс

доплеров

-

–

доплеровская

.

При обнаружении пачки радиоим

,

которая в зависимости от

некогерентной

-

СФОИ

[4, 6].

СН

-

. 2.22)

(t)

g

N

-1

доплеровских частот

Т

п

содержит

g

N

-2

N-2,k

Рис. 2.21

N–1

Т

п

g

N

N-3,k

Рис. 2.22

линий задержки

U1(t)

-3

]2/1,2/1[

или

Т

п

Xk(t)

ПУ

U0(t)

,

g

0

0k

TT

кото

пп

-

,

-

рый перекрывается

k

iN )1(

kik

N

доплеровскими каналами, настроенными на значения

/2)/2(

, k=1, 2, …, N.

NkNk

Фазовые сдвиги в

(i=0, 1, …, N–1), а

k-м

канале (рис

его выходная величина

. 2.22)

−

0

i

ϕ

ψ

ψ≈ϕ

=+=

π−−π=

ψ

−=−

010

i

π

−

=

цессор

ВБ

20

1

N

iik

=

ψ−−

)1j(

iN

В канале с ближайшим к доплеровскому сдвигу

)

все импульсы пачки суммируются синфазно

с

k

1

N

∑∑

=

−==

i

e)(e)()(

iTtugtUgtX .

п

Ni

значением

с

ϕ+ψ−+ψ−ϕ

])1()(j[

0с

kkk

(т. е.

k

.

Практическая реализация рассмотренной обработки в аналоговом виде является крайне сложной. При цифровой реализации когерентной обработки используется многоуровневое квантование, позволяющее непосредственно перейти от аналогового прототипа к его цифровому эквиваленту. С выхода ЦСФ в каждом кольце дальности через период повторения следовательность

uuU j

sicii

ik

мое, алгоритм когерентного накопления в

N

=

где

W

e

= .

N

Алгоритм

(

пачка

ϕ+ϕ

i

e

u .

i

π−

e

iik

N

/2j

(2.28)

/2j

представляет собой ДПФ взвешенных отсчетов

) N

)j(

0с

Nik

цифровых отсчетов комплексных огибающих

Представляя фазовые сдвиги накопителя в виде

NikNkN

/2/)1(2

и

отбрасывая независящее от

k-м

канале записываем в виде

1

N

==

∑∑

ik

WUgUgX , k=1, 2, …, N, (2.28)

Nii

Tп

поступает по

i

первое слагае

giUi,

[6]

для вычисления которого может использоваться процедура БПФ. Структурная схема цифрового когерентного обнаружителя пачки радиоимпульсов приведе на на рис

ЦСФ

. 2.23.

ЗУ

Взвешенные в весовом блоке ВБ

ВМ

Про-

ДПФ

ВМ

(БПФ)

ВМ

ПЗУ {gi}

N

отсчетов для каждого

кольца

дальности поочередно посту пают в процессор ДПФ

(

БПФ ние об обнаружении сигнала принимает ся по результатам сравнения с порого выми

u

величин

u

к

0

ког

уровнями

выходных

0

||kkXu

).

Реше

-

вычислителей моду

Рис. 2.23

Запоминающее устройство ЗУ может быть выполнено в двух вариантах – на основе регистров сдвига и на основе адресной памяти. Используемый в прошлом первый вариант ЗУ (рис. 2.24) содержит N–1 регистров сдвига RG с числом 2νразрядных ячеек в каждом, равным количеству колец дальности nR, что соответствует задержке на период Tп. Современная схема ЗУ на основе адресной памяти RAM приведена на рис. 2.25. Число 2ν-разрядных ячеек каждого из N–1 блоков памяти

RAM

также равно nR, а каждая ячейка закреплена за своим кольцом дальности.

T

Адресный коммутатор на основе поступающих адресов формирует команды

лей ВМ, реализую щих алгоритм

(2.21).

-