Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Проектирование радиолокационных систем. Учебное пособие

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

07.09.2026

Размер:

1 Мб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 84 5 6 7 8 > Следующая >>>

mk/

Nm<

5≤≤mk

mk/

mk=

mk<

Nk/

mk/

mN>

mk/

3/2

3/3

4/3

5/3

4/4

4/3

≥

1 2 3 4

Рис. 2.41

Применение алгоритма

(2.50)

при обнаружении непрямоугольных пачек в РЛС с непрерывным вращением антенны для упрощения технической реали зации является ограниченным, так как в реальных пачках количество кванто ванных импульсов Таким же недостатком обладает и алгоритм

сильно зависит от флюктуаций отраженных сигналов

(2.49).

На практике часто применяются упрощенные алгоритмы обнаружения

основанные на

(«

»),

где

параметры логического критерия выбираются из условия

при

ческий проигрыш по сравнению с критерием

(1…1,5 дБ),

критерия

быть многократным. Примерами критериев типа ются логики стве примера рассмотрим техническую реализацию критерия

». На

терию комбинации на ными являются три первые комбинации, каждая из которых вхо дит в четвертую комбинацию. Логическая формула, определяю щая необходимые условия обнаружения, имеет вид

обн=d1d2d3+d1d2d4+d1d3d4=d1[d2(d3+d4

Из формулы

требуются

Обнаружители двоично квантованных сигналов явля ются эффективным средством борьбы с несинхронными и хаотическими помехами, создаваемыми со седними РЛС или другими ра диоустройствами с импульсной модуляцией

квантовании амплитуда этих помех ограничивается, а при синхронном накоплении они отсеиваются

логических или программных критериях

Величина

носит название

называется базой критерия. Как правило

целого

, а

при

–

оказывается небольшим

типа

дробного

«k из m»

Критерий

Энергети

так как для обнаружения достаточно однократного выполнения

», а

», «

при

», «

выполнение критерия может

», «

» и т. д. В

явля каче

рис

. 2.40

приведены удовлетворяющие данному кри

первых

четырех позициях пачки. Основ

Рис. 2.40

)+d3d4]. (2.51) (2.51) 3

схемы И и

импульсными

При двоичном

следует, что для реализации автомата по критерию

схемы ИЛИ (рис

ЗУ

. 2.41).

2.8. Анализ, оптимизация и расчет параметров обнаружителей двоично-квантованных сигналов

Критерий «

мы

(

находящуюся в пределах строба, размер которого по дально

сш сшppi

сти соответствует периоду временно7й дискретизации, а по азимуту

Рассмотрим квантованную пачку прямоугольной фор

–

ширине диаграммы направленности антенны РЛС. Определим вероятности ложной тревоги ния в стробе числа единиц

F и

правильного обнаружения

соответственно при отсутствии и наличии

являющиеся вероятностями появле

−

≥

≤

→

≈

Рис. 2.42

Рис. 2.43

Рис. 2.

сигнала. Вероятность образования равна

(k)

kNk

Возможное число таких комбинаций равно числу сочетаний

)!(!! kNkNC

−= .

Тогда вероятность образования

)(

kkP ≥

общим членом разложения бинома

∑

а само распределение называется

Критерий обнаружения

(

единиц в стробе, чему соответствует суммарная вероятность этих событий

=≥

)(

∑

−

kNkk

qpCkkP

Тогда вероятности ложного и правильного обнаружения имеют вид

∑

Формулы

(2.52)

−

kNkk

qpCF

шш

устанавливают связь между вероятностями метрами цифрового накопителя. Вероятность рога квантования

x0 и

порога обнаружения ношения сигнал/шум. При этом заданное значение при различных сочетаниях величин

СН

ПУ

танию соответствуют различные значения с этим ставится ных

N, F и D

минимального порогового отношения сигнал/шум

т. е

. a=min

при

N=const, F=const и D=const.

одной комбинации

kNkk

qpCkP−=)(

(

рис

−

)

выполняется при наличии

∑

qpCD

сшсш

x0 и k0 (

выбрать

любой комбинации

. 2.42).

NkNkk

qpqpC

единиц на

Данная формула является

≡+=

1)( ,

биномиальным

позициях

qp )( +

, т. е.

k0, k0+1, …, N

−

kNkk

. (2.52)

F, D и

обеспечивается выбором по

k0, а

вероятность

рис

. 2.43),

D –

может быть обеспечено

выбором от

причем каждому соче

D. В

задача оптимизации

x0 и k0 из

условия получения

при задан

единиц

пара

связи

Задача оптимизации решается численным методом. Для каждого значе

ния

k0 в

интервале

ны

pш и pсш, по

дятся соответственно порог кривой (рис ятностям

. 2.44)

F и D

существует целый интервал оптимальных значений нимуму порогового отношения сигнал/шум

1 с

которым с помощью выражений

следует, что в зависимости от величины

помощью формул

x0 и

отношение сигнал/шум

(2.52)

(2.10)

определяются величи

или

(2.14) и (2.11)

a. Из

полученной

заданным веро

нахо

соответствуют различные отношения сигнал/шум. При малых

значениях увеличивать сохранения заданной чески на всех позициях строба при

требует бо7льшего отношения сигнал/шум. Однако

для сохранения заданной

x0,

что приводит к увеличению

Получение единиц практи

k0,

соответствующий ми

Оптимальная величина

необходимо

для

также

для не

флюктуирующей и совместно флюктуирующей пачки определяется формулой

, а

опт0

для независимо флюктуирующей пачки

– Nk 5,1

≈ [2, 5].

опт0

Nk/

20>N

∑

121

Расчет накопителя по критерию

полняется, как правило, на ПЭВМ в следующем порядке

–

определяется оптимальная величина

– с

помощью формулы

с помощью выражения

– с

помощью формулы

(2.52)

(2.10)

(2.52)

или

для

(2.14)

для

рой находится отношение сигнал/шум

Критерий «

Рекомендации по выбору логических критериев, ме

» при заданных

k0;

определяется величина

находится порог

определяется величина

a с

помощью выражения

x0;

N, F и D вы-

pш, по

сшp , по

которой

кото

(2.11).

тодика расчета вероятностных показателей и результаты числовых расчетов приведены в работах, указанных в

Весовой критерий

по критерию

(2.49)

Анализ вероятностных характеристик обнаружителя

основывается на приближенных расчетах. При

распределение статистики γ можно аппроксимировать нормальным законом

где

mγ и

=γ

)(mw

σ –

exp

 

 

σ2

математическое ожидание и дисперсия статистики

−γ

−

σ2

Превышению порогового уровня

∞

dwP

∫

1)()(

Для определения величин

)(

 

Φ−=γγ≈γ≥γ

 

mγ и

[5].

 

 

−γ

γ.

γ0

соответствует вероятность







вначале найдем математическое ожи

дание и дисперсию

i-го

слагаемого

статистики γ

1,0d

222

=η−η=−η=σ

)(d)(d

∑

= 1,0d

iiiiiiii

2222

Ppp

=−η=−η=

)d()(d)(d

iiiiiii

)(])1()0[(

С учетом статистической независимости величин

∑

pm η=

pmm η==

∑∑

η=σ=σ

. (2.53)

iii

η=

шш

∑

η=σ

–

сшсш

сш

∑

η=σ

iii

сшсш

При этом для шума получаем

шш

а для суммы сигнала и шума

∑

Вероятность ложной тревоги определяется по формуле

ppqPm

)10()d(ddd

η=η⋅+⋅=η=η=η=

qpqpqpppqp η=η+=η−+−= .

находим

iiiiiiiiiiiii

22222

iiiiiiiiiiiii

Nk/

mk/

Nk/

mk/

...5=

...

9,0

...5,

0=D

1+n

20 30

−γ



ш0



, (2.54)

 

 

Φ−≈





γγш

а вероятность правильного обнаружения

–

γ−



0сш



сш

 

вероятность

. (2.55)

выбирается оптимальная по

величина

5,0 [5].

∑

η=γ

(2.54)

D –

a0 в

центре пачки

выбором с помощью

. 2.45

−γ

 

Φ−≈





сш



сш0

  





Φ=

 

При расчетах аналогично алгоритму

критерию

Вероятность

(2.10)

формул

a=min

или

(2.14)

при

теперь обеспечивается выбором с помощью формул

величин

(2.55) и (2.11)

N=const, F=const и D=const

pш и x0, а

отношения сигнал/шум

Для сравнения методов обнаружения квантованных сигналов на рис

приведены зависимости пороговых сигналов от числа импульсов в пачке

дБ

1 2 3

Штриховая прямая соответствует некоге рентному многоуровневому весовому на коплению по алгоритму весовому критерию терию рию

» (2.50) и

».

Весовой критерий

(2.30),

(2.49),

прямая

3 –

1 –

2 –

кри

крите

(2.49)

проигрывает многоуровневому весовому накоплению всего

личина проигрыша для критерия составляет около

Рис. 2.45

100 N

проигрышей справедливы для

» – 2,5…3

2.9. Стабилизация уровня ложных тревог

−−

1 дБ.

1,5 дБ, а

дБ. Данные величины

Аналогичная ве

для критерия

Изменение интенсивности внешних помех и внутреннего шума в зави симости от коэффициента усиления приемника приводит к задаче поддержа ния средней частоты ложных тревог на заданном уровне

При

многоуровневом квантовании

данная задача решается путем

адап тации порогового уровня обнаружения. При этом используется функцио нальная связь порогового уровня с параметрами шума на входе порогового устройства, которые заменяются их оценочными значениями

[8].

Например при когерентном многоканальном обнаружении для эмпирического значения порогового уровня в соответствии с выражением

(2.38)

имеем

ˆˆˆ

шн0шн0к

Оценка

вычисляется путем усреднения выходных отсчетов любого

шн

доплеровского канала накопителя

)/ln(2

FNyu σ=σ= . (2.56)

klX (

рис

. 2.23, 2.27),

поступающих с

смежных элементов разрешения по дальности за исключением среднего эле

12/+=nl

1+n

12/+=nl

τ+=

Реверсивный

Рис.

.47

мента с номером

=σ ,

nP /

шншн

где

образующих

шн

∑

обучающую выборку

XP . (2.57)

+≠

12/

Тогда

Структурная схема адаптивного порогового устройства приведена на

рис

. 2.46. В

Накопитель Н выполняется аналогич но рис

. 2.29 с

по одному отсчету на интервал скользящим вдоль дальности сумми рованием ем среднего отсчета вычислителе В путем деления на ступающей от накопителя величины

P c

шн

последующим извлечением квадратного корня определяется оценка

, по

блоке объединения БО вычисляются величины

задержкой в каждом ЗУ

tд и

ВМ

|Xkl|

отсчетов за исключени

(

). В

БО

n по-

Рис. 2.46

которой вычисляется эмпирический пороговый уровень

Выходные отсчеты вычислителя модуля ВМ задерживаются в ЗУ

тервал ности и вычислениях

nt ,

соответствующий задержке при накоплении вдоль даль

вд

(

) по

отношению к среднему элементу обучающей

ЗУ

шн

u .

шн

0к

222

xxX += .

sklcklkl

ЦК

к0

на ин-

выборки. При этом достигается временно7е соответствие сравниваемых в циф ровом компараторе ЦК отсчетов

||klX

исключенному из обучающей выборки

ее среднему элементу, что позволяет исключить влияние сигнала от цели на величину поступающего для этого элемента эмпирического порога

При

двоичном квантовании

чиной порога квантования

заданная вероятность

который также зависит от меняющегося

0ш0

определяется

u .

0к

вели

по разным причинам уровня шума. Стабилизация мощности шума в этом слу чае обычно осуществляется с помощью шумовой автоматической регулиров ки усиления (ШАРУ держит дополнительный преобразователь кода с порогом квантования

му НЕ, реверсивный счетчик и функцио нальный преобразо ватель код

–

напря жение ФПКН. Порог квантования

новлен так, чтобы вероятности появле

ния

d~1

равны, т. е

или

. 5,0

данному условию начальный код Каждая

увеличивает, а каждый

Схема цифровой ШАРУ приведена на рис

УПЧ

уста

были

qp . В

шш

. 2.47 и со-

u ,

схе

ВМ

Начальный ввод

)

(

σu

–

счетчик

ФПКН

реверсивный счетчик вводится соответствующий

M=2

k–1

где

k –

число разрядов счетчика

уменьшает показания реверсивного счет

чика на единицу. Тогда при а при

–

уменьшается

шш

начальный код счетчика увеличивается

шш

Показания реверсивного счетчика и выходное напряжение ФПКН про

порциональны вероятности

exp(

01ш

и, следовательно, мощности шума

Для оценивания вероятности

показаний реверсивного счетчика ее статистическое определение

где

n=2k–1 –

)/1(

∑

, (2.59)

число отсчетов обучающей выборки, пропорциональное времени

усреднения в реверсивном счетчике. Таким образом, оценка мощности шума

ln2/

pu−=σ . (2.60)

Управляющее напряжение на выходе ФПКН

)2/

σ−=≈ upp (2.58)

ln2/

pu−=σ .

используется получаемое в ФПКН из

)

(

σu ,

пропорциональное

мощности шума, изменяет коэффициент усиления УПЧ так, чтобы компенси ровать изменение мощности шума

является

параметрическим

, т. е.

нием необходимого параметра распределения шума, в данном случае

Такой метод стабилизации вероятности

связанным с прямым или косвенным измере

–

мощ ности шума. Кроме того, свойством стабилизации уровня ложных тревог об ладают

непараметрические обнаружители

(

знаковые, ранговые

) [2…5],

кото рые инвариантны к мощности шума, однако дают потери в пороговом сигнале

3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ОБНАРУЖИТЕЛЕЙ СИГНАЛОВ НА ФОНЕ ПАССИВНЫХ ПОМЕХ

3.1. Структурные схемы обнаружителей сигналов

на фоне пассивных помех

Пассивные помехи

медленно перемещающихся объектов

–

это мешающие отражения от неподвижных или

Такими объектами являются местные предметы, поверхность суши, моря, гидрометеоры (облака, дождь, град, снег и металлизированные отражатели, сбрасываемые противником. Пассивные помехи могут существенно нарушать нормальную работу РЛС всех типов Интенсивность пассивных помех может превышать на

40…80 дБ

уровень собственных шумов приемника, что приводит к перегрузкам приемного трак та и, как следствие этого, к потере полезных сигналов. Однако даже при от сутствии перегрузок полезный сигнал может быть потерян или вообще не об наружен на фоне интенсивных мешающих отражений

Обнаружение сигналов в пассивных помехах основано на различии скоро стей движения цели и источника пассивной помехи. Различия в радиальных скоростях скорости, называемой

целей и мешающих отражателей используются для селекции по

селекцией движущихся целей (СДЦ

). В

основе СДЦ ле

)

λ==

π=ϕ

Рис. 3.3

жит

эффект Доплера

сигнала

нf

нд

состоящий в смещении несущей частоты зондирующего

при отражении от движущихся объектов на доплеровскую частоту

/2/2

vcfvf ,

где

λ –

длина волны. Выявить это смещение

(

) в

дн

импульсных РЛС можно с помощью доплеровского набега фазы за период по вторения

своей фазовой структуре должны быть

лированный

плотность мощности

обеляющий фильтр

об

S(f)

обеляющего фильтра надо включить согласо ванный с новым спектром сигнала фильтр (рис

3.2):

характеристика для выделения сигнала на фоне пассивной помехи с учетом

2 Tf

Для реализации этого высокочастотные колебания по

пдд

когерентными

Пассивная помеха представляет собой

шум, имеющий неравномерную спектральную

теперь равна

cг

= .

G(f) (

)(1)(

fGfK = .

Исходная спектральная плотность сигнала

S(f)Kоб(f).

об

рис

. 3.1).

Пропустим помеху через

амплитудно-частотной характеристикой

Так как спектр помехи стал белым, то на выходе

2j-

)e()()(

fKfSfK

)(/1|)(|)()(

Оптимальная

обоб

обобcгобопт

небелый

S(f)

об

fSfKfKfKfKfK

G(f)

e)()()()()()(

или

Kоб(f)

2j-

G(f)

корре

Рис. 3.1

S(f)Kоб(f)

Kсг(f)

Рис. 3.2

fGfKfKfK ==

имеет вид

)(

2j-

tftf

ππ

=== .

)(

∆f

fдп

[4]:

пп

Числитель данной формулы учитывает необходимость

ления) сигнала давления

(

, а

наличие

G(f) в

знаменателе указывает на необходимость

режектирования) помехи

Для когерентной пачки импульсов

выделения (накоп

по-

имеющей гребенчатый спектр, оптимальная обработка реализуется при по следовательном включении

согласованного фильтра для одиночных импуль сов СФОИ, режекторного гребенчатого фильтра РГФ и полосового гребен чатого фильтра ПГФ

страивается на доплеровскую частоту по мехи

fдп.

Простейший РГФ выполняется в виде устройства череспериодной компен сации

[4,

рис

. 3.49].

гоканальным по неизвестной доплеров

ской частоте сигнала собой синхронный накопитель СН радио импульсов

(

рис

. 2.22).

Схема на рис промежуточной частоте эквивалент ее выполнения на видеочасто те. Схема с

когерентным накоплением

на видеочастоте

(

рис

. 3.3).

РГФ на

ПГФ является мно

СФОИ РГФ

fдс и

представляет

. 3.3

реализуется на

f0.

Рассмотрим

1/τ

дп

двух квадратурных каналах приведена на рис

ПГФ (СН)

дс

. 3.4.

АД

Опор ные напряжения фазовых детекторов должны учитывать доплеровскую частоту сигнала должна быть многоканальной

fдс.

Так как она неизвестна, то схема после РГФ также

π=ϕ

ψ+ψ−+ψ+ψ=

ψ≈ϕ

–

∑

Рис. 3.6

∑

СФОИ

РГФ

СН

(·)

∑

к ПУ

Для

выполнения

всей

межпериодной

обработки

включая режектирование поме хи, на видеочастоте не обходимо компенсацию

СН

f0± f

(·)

дс

доплеровской частоты сигнала фазовых

fдс на

детекторов

выходах

представить в виде эк

Рис. 3.4

вивалентных операций

с квадратурными составляющими. Наличие доплеровского сдвига фазы сиг нала

2 Tf

приводит к вращению от импульса к импульсу векторов

пдсс

комплексных огибающих сигнала

(

рис

. 3.5).

Искомая компенсация достигается вращением век

)j(

ϕ+ϕ

uuuU je

+==

sici

торов в противоположную сторону путем их умножения в

ψ− j

каждом доплеровском канале на величины

Рис. 3.5

мер канала. Тогда соответствующие операции с квадратур

ными составляющими на видеочастоте имеют вид

ψ−

=ψ−ψ+==

)sinj)(cosj(e

iiuuUU

kksici

Структурная схема, реализующая операции

iuiuiuiu

ksikciksikci

(3.1),

)cossinj(sincos

. (3.1)

приведена на рис

где

k – но-

. 3.6.

Опорные колебания фазовых детекторов теперь учитывают доплеровскую

РГФ

СН

(·)

к ПУ

СФОИ

sin iψk

cos iψk

(·)

частоту помехи

k-м

канале

РГФ

дп

fдп.

После РГФ схема должна быть многоканальной. Если в

, то

вращение вектора сигнала будет остановлено, а его

СН

квадратурные проекции не будут иметь доплеровской модуляции. В синхрон ном накопителе СН произойдут накопление сигнала и дополнительное подав ление остатков режектирования помехи

Схемы на рис

. 3.3, 3.4 и 3.6 из-за

многоканальности оказываются до

Рис. 3.7

∑

дп

Рис.

3.9

ПУ

СН

∑

вольно сложными. В связи с этим на практике получили распространение об наружители с такого обнаружителя при выполнении РГФ на промежуточной частоте изобра жена на рис хи осуществить на видеочастоте в двух квадратурных каналах, то получим схему, приведенную на рис

Две схемы проигрывают дущим, так как при не когерентном накопле нии не используются частотные отличия сигнала и по мехи и в связи с этим не происходит допол нительного подавления помехи

некогерентным

. 3.7.

Если подавление поме

последние

энергетически

преды

(

фазовые

)

СФОИ

(

последетекторным) накоплением

СФОИ

РГФ АД

. 3.8.

(·)

Рис. 3.8

РГФ

СН

Схема

к ПУ

3.2. Цифровые системы обнаружения сигналов на фоне пассивных помех

Цифровые системы обнаружения сигналов на фоне пассивных помех строятся по аналоговому прототипу, реализованному на видеочастоте в двух квадратурных каналах. Цифровой эквивалент

жения

(

рис

. 3.6)

приведен на рис

.3.9.

Отсчеты квадратурных составляющих

когерентной схемы обнару

cos 2πf0t

sin 2πf0t

ЦСФ

ЦРФ

ψ− j

ЦПФ

ВМ

0 k

аддитивной смеси сигнала и помехи после цифровой согласованной фильтра ции в ЦСФ поступают на входы цифрового режекторного фильтра ЦРФ, осу ществляющего подавление помехи. Простейшим ЦРФ является устройство череспериодной компенсации (ЧПК ляющее собой нерекурсивный режекторный фильтр порядка

квадратурные отсчеты раздельно вычитаются из одно

1).

Задержанные в ЗУ

именных текущих отсчетов. Комплексный умножитель

(

)

выполняется в соответствии с рис

ет операции

(3.1) и

совместно с синхронным накопителем СН образует один

изображенное на рис

на

период повторения

. 2.18 и 3.6,

реализу

1-го

. 3.10 и

представ

ЗУ

Рис. 3.10

канал цифрового полосового фильтра ЦПФ. Число доплеровских каналов

],[

ππ−

]2,0[

−π=

−π−

−

010

−

54,0

5,0

цессор

ЦПФ определяется числом накапливаемых отсчетов, равным

N–m с

учетом исключаемых из обработки отсчетов, соответствующих переходному процес су на выходе ЦРФ ритм

(2.21).

Величины

где

аналогичный

= .

−

(2.28)

m-го

должны перекрывать интервал

)/(2 mNk

, k=1, 2, …, N–m.

порядка. Вычислитель модуля ВМ реализует алго

При этом

)/(2j

Из этого следует, что в каналах ЦПФ реализуется

алгоритм ДПФ выходных отсчетов

−π−

)/(2j

iik

mNki

∑∑

WZgZgX , k

ψ−

−

mNii

1, 2, …, N–m.

или

ee ,

ЦРФ

−π−

mNki

)/(2j

, т. е.

−

Цифровой обнаружитель теперь может быть выполнен аналогично рис

2.23 на

3.11

базе процессора ДПФ (БПФ) в соответствии с приведенной на рис

схемой. Запоминающее устройство ЗУ выполняется аналогично рис

или

ЦСФ

ЦРФ

ЗУ

ВБ

Про-

ДПФ

(БПФ)

ВМ

2.25

соответственно реги стров сдвига блоков памяти равном разрядов ячеек ЗУ равно

2ν.

при числе

N–m–1.

. 2.24

или

RAMT,

Число

Весовой

блок ВБ выполняется

Рис. 3.11

а один доплеровский канал процессора ДПФ

– в

соответствии с рис

аналогично рис

. 2.26.

. 2.23,

При дискретном сканировании и прямоугольной пачке импульсов весо вые коэффициенты ритмом но рости. Для их

(2.28)

высокий уровень боковых лепестков

В этом случае реализуемая в соответствии с алго

ДПФ амплитудно-частотная характеристика имеет сравнитель

что явно ухудшает селекцию по ско

подавления

следует выбирать весовые коэффициенты в соот ветствии с так называемыми весовыми функциями Хэмминга, Ханна, Кайзе ра, Дольфа функции Хэмминга при нечетном

Случай

–

Чебышева. В частности, коэффициенты «обобщенной» весовой

N–m





−πα−+α= )(

2cos)1( mN









имеют вид

 

−





, i=0, 1, …, N–m–1.





соответствует необобщенной функции Хэмминга, слу-

. .

чай

– функции Ханна. Весовая функция Хэмминга обеспечивает по-

давление боковых лепестков на 40 дБ относительно главного максимума при расширении основного лепестка в 1,5 раза (по напряжению). Весовые функции Кайзера и Дольфа – Чебышева обеспечивают меньший уровень лепестков, но при большем расширении основного лепестка. Использование весовых функций при когерентном накоплении обеспечивает существенное дополнительное подавление остатков режектирования помехи.

Алгоритм ДПФ выходных отсчетов

Z ЦРФ теперь принимает вид

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 84 5 6 7 8 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]