Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Параллельная работа статических преобразователей энергии. Учебное пособие
.pdf
Следует отметить, что в последние годы разработчики полупровод-
B
L
LфL
L
никовых систем генерирования с инверторами напряжения уделяют
внимание многоуровневым инверторам напряжения, в частности трехуровневым, построенным по технологии с фиксированной нейтральной
точкой (neutral point clamped – NPC) [23], впоследствии такие схемы получили название: с фиксирующими диодами (diode-clamped – DC).
Схема трехфазного трехуровневого инвертора напряжения с четвертой
стойкой показана на рис. 35.
C
U
dc
C
0
C
ф
C
ф
C
ф
N
ф
A
ф
C
Рис. 35. Трехуровневый трехфазный инвертор напряжения
Ее особенностью является то, что напряжение на каждом из тран-
U
зисторов равно
dc
, это позволяет использовать относительно
2
71
низковольтные MOSFET-модули, которые обладают высокой часто-
f
f
f
f
той переключения и имеют малое остаточное сопротивление во
включенном состоянии.
Такое схемотехническое решение дает возможность повысить ча-
стоту ШИМ (
имеет удвоенную частоту пульсационных гармоник по отношению к
). Помимо повышенной частоты ШИМ данная схема
k
k
в выходном напряжении инвертора и примерно в два раза меньшую их
амплитуду по сравнению с двухуровневым инвертором (см. рис. 31).
Это позволяет уменьшить массу и габариты конденсаторов и дросселей
фильтров. При скалярной реализации ШИМ происходит удвоение
ШИМ-модуляторов и добавляется еще один опорный сигнал, сдвину-
тый по фазе на 180 эл. град.
по частоте
. Внешние контуры управле-
k
ния инвертором, обеспечивающие стабилизацию выходного напряжения и параллельную работу, имеют такую же структуру, как и для двухуровневого инвертора.
При проектировании инверторов напряжения для систем генерирования переменного тока весьма часто возникает проблема, когда токовая нагрузка на транзисторы превышает допустимые значения промышленно выпускаемых приборов.
В этом случае существует два способа ее
преодоления. Первый из них связан с использованием параллельного
соединения транзисторов. При использовании MOSFET-модулей, как
правило, нет никаких ограничений по их количеству, поскольку используемые в модулях полевые транзисторы обладают внутренней отрицательной тепловой обратной связью из-за того, что в открытом состоянии
этот тип
транзистора представляет собой активное сопротивление. Иначе
обстоит дело при параллельном включении IGBT-модулей, так как их силовой выходной ключ реализован на биполярном транзисторе. В этом
случае при параллельном включении модулей требуется их подбор по
статическим и динамическим характеристикам, что существенно снижает
технологичность производства и повышает стоимость устройства.
Другим способом повышения
токовой нагрузки внутри одного
устройства с использованием одной системы управления является параллельное включение одинаковых силовых схем инверторов (рис. 36).
Для равномерного распределения тока нагрузки между инверторами
и повышения качества генерируемого напряжения необходимо в ШИМ-
модуляторах каждого инвертора опорный сигнал сдвинуть на угол
2N
по частоте
. При этом N параллельно включенных инверторов можно
k
72
эквивалентировать одним инвертором (рис. 37) с
A
I
ф.эк ф
/LLN . Такое
эквивалентирование дает возможность упростить рассмотрение системы генерирования. Ток эквивалентного инвертора по основной гармонике с частотой равен сумме токов всех инверторов, при этом неравно-
мерность распределения амплитудного значения тока между отдельно
включенными инверторами определяется соотношением вида [24]
II
I
II Na
ii
ИИ(1)
ii
ИИ(1)
% 100 % 100 %
1
4
2
, (94)
где
I ,
Иi
Источник
– амплитудное значение i-го и (i + 1)-го инверторов.
И(1)iI
i
1вх
ИН
1
i
dc
U
dc
напряжения
постоянного
i
i
вхi
вхэк
C
ИН
i
i
вх N
ИН
N
L
ф
u
1и
u
иi
u
иN
i
1и
L
ф
i
i
иi
иэк
L
ф
i
иN
фCф
i
н
C
C
ф
B
C
Нагрузка
N
Рис. 36. Параллельное включение N инверторов в одном устройстве
На рис. 38 представлена зависимость величины
стот ШИМ и основной гармоники выходного напряжения (
для различных значений
N.
Как видно из соотношения (94) и рис. 38, с увеличением
от кратности ча-
a
нерав-
Na
/
k
номерность распределения тока между инверторами быстро уменьшается, при этом неравенство
I
выполняется при следующем соот-
0,1
ношении:
)
.
5Na
73
L
A
фэк
u
i
U
dc
Источник
напряжения
постоянного
i
dc
вх эк
C
ИН
иэк
эк
i
иэк
фCф
i
н
B
C
C
C
ф
N
Рис. 37. Эквивалентный инвертор для N параллельно включенных
инверторов в одном устройстве
%
I
a
Рис. 38. Зависимость неравномерности распределения тока между
параллельно включенными инверторами от кратности частот а
Нагрузка
к
При параллельном включении суммарный ток N-инверторов, кото-
рый на рис. 37 обозначен как
ческий состав, частота высокочастотных комбинационных гармоник
i , имеет существенно лучший гармони-
иэк
определяется соотношением
где
1, 2, 3,...; 1, 2, 3,...np
.
nN p
3
k
, (95)
Изменение спектрального состава выходного тока эквивалентного
инвертора при параллельном включении двух инверторов иллюстрируется рис. 39, откуда следует, что в спектральном составе суммарного
тока двух инверторов исчезает ряд групп комбинационных гармоник.
74
1и k
I
0 20 40 60 80 100
1N
20a
k
I
иэк k
2N
20a
k
0 40 80 100
Рис. 39. Спектральный состав тока инвертора при параллельном
соединении двух инверторов
Как следует из соотношения (95), чем больше параллельно работающих инверторов при условии наличия фазового сдвига между опорными сигналами, тем более высокочастотными становятся комбинационные гармоники и тем меньше будет их амплитуда. При этом коэффициент гармоник суммарного выходного тока
ных инверторов (
здесь
– коэффициент гармоник выходного тока одного инвертора.
k
г 1
i
) определяется соотношением
k
гэк
i
kkN
гэк г1
ii
N параллельно включен-
2
, (96)
Такой результат параллельного включения может привести к уменьшению величины емкости фильтра
С .
ф
75
Необходимо отметить, что амплитудное значение основной гармоники выходного напряжения эквивалентного инвертора
u
ется так же, как в одиночном инверторе
И1
.
u определя-
Иэк
Такой принцип параллельного включения инверторов положительно сказывается на спектральном составе входного тока [24], что иллюстрируется соотношением для коэффициента мощности на входе
параллельно включенных инверторов (
где
N
вх
,PS
,
вх вх
I – активная, полная мощности и действующее значе-
вхд эк
ние тока на входе
P
SUI I N
UI I
вх
вх вх эк вх эк
dc dc dc
dc
N параллельно включенных инверторов;
):
вх N
1
1
k
гвх1
i
2
, (97)
UI
,
dc dc
N
–
постоянная составляющая в выходном напряжении и токе источника постоянного напряжения;
k – коэффициент гармоник входного тока
гвх1
i
одного инвертора.
Как следует из (97), при параллельном включении инверторов с учетом рассматриваемого алгоритма ШИМ происходит снижение коэффи-
циента мощности входного тока
чину конденсатора фильтра
i , что позволяет уменьшить вели-
вх эк
С в звене постоянного тока.
Рассмотренный принцип параллельного включения инверторов
можно назвать параметрическим, так как не используются специальные
алгоритмы распределения тока между инверторами.
76
Д
Д
ДТДТДТД
II
5. ВЕКТОРНОЕ УПРАВЛЕНИЕ ТРЕХФАЗНЫМ
ИНВЕРТОРОМ НАПРЯЖЕНИЯ
Для рассмотрения параллельной работы инверторов напряжения,
имеющих собственную систему управления, на общую нагрузку необходимо изучить принципы управления автономным инвертором напря-
,
жения как источником тока (рис. 40). Здесь
редачи датчиков напряжения (ДН) и тока (ДТ). Напряжения
измеряются относительно точки
L
ф
i
i
dc
вх
C
U
dc
u
иА
L
ф
u
иВ
L
ф
u
иС
L
0
u
0и
N.
Т
i
иА
Т
i
иВ
i
i
0
иС
– коэффициенты пе-
UI
u
нА
u
нВ
U
i
нА
i
u
нС
,,
uu u
AB C
нВ
Т
i
нС
Рис. 40. Функциональная схема трехфазного инвертора напряжения
с необходимыми датчиками для обеспечения параллельной работы
Для построения алгоритмов управления при параллельной работе
необходимо проанализировать, как строятся регуляторы тока и напряжения с использованием понятий результирующего вектора и аналитического сигнала.
Для процедуры вывода основных уравнений, описывающих электрические процессы в выходных цепях инвертора с учетом фильтра
77
и нагрузки, воспользуемся схемой замещения собственно выходной
K
g
,,,
цепи инвертора (рис. 41). Здесь
uuu u
иА иB иC и
ния четырех стоек инвертора (рис. 32,
ной точки
ного тока
0
, соответствующей половине напряжения звена постоян-
U
. Величину каждого из этих напряжений можно предста-
dc
б и 35) относительно виртуаль-
– выходные напряже-
0
вить в виде суммы двух составляющих, а именно [15, 24]:
uKu u
В данном соотношении
иА UA A
uKu u
иBUB B
uKu u
иCUC C
uKu u
0 у00
и U
у
у
у
,,,
uuu u – сигналы управления
ууу у0
ABC
стоек, поступающие на ШИМ-модуляторы (рис. 33),
,
,
(98)
,
.
,,,
uuuu
ABC
–
0
высокочастотные составляющие выходных напряжений стоек с частотами комбинационных гармоник вида
1, 2, 3, ...p
,
– коэффициент усиления по основной гармонике ин-
U
np
k
, где
1, 2, 3,...;n
3
вертора напряжения, равный
U
dc
синусоидальная ШИМ,
U
оп
U
dc
3
векторная ШИМ,
U
оп
(99)
где
2
K
U
U
– амплитудное значение опорного сигнала.
оп
Полная схема замещения инвертора напряжения с учетом фильтров
и нагрузки показана на рис. 42, здесь введены активные сопротивления
r
r и
ф
и сопротивления ошиновки, а также проводимость
себя проводимость утечки конденсаторов фильтров
, включающие в себя сопротивления дросселей фильтров
0
, включающая в
ф
С и минимальную
ф
,LL
ф 0
неотключаемую проводимость нагрузки.
78
u
N
g
g
g
g
g
g
A
иА
A
u
U
dc
2
U
dc
0
U
dc
ИН
2
иА
u
иВ
u
иС
u
0
и
0'
u
иВ
B
u
иС
C
u
0
и
0
Рис. 41. Схема замещения выходной цепи инвертора напряжения
с четвертой стойкой
L
u
иА
u
иВ
u
иС
0
u
0(4)
0
и
ф
(1)
L
ф
(2)B
L
ф
(3)C
L
0
u
r
ф
r
ф
r
ф
r
0
0
u
i
иА
i
иB
i
иC
i
03и
нА
i
i
CA
A
u
нВ
i
i
B
CB
i
CC
C
ф
C
ф
ф
C
ф
ф
i
нА
A
i
нB
B
i
u
нC
нС
i
C
ф
Нагрузка
C
N
Рис. 42. Полная схема замещения инвертора напряжения
с учетом фильтров и нагрузки
Ориентируясь на общий случай, положим, что нагрузка несимметрична, в каждом из токов и напряжений будут присутствовать симметричные составляющие и нулевая последовательность в соответствии с
(52) [11, 19].
Для формализации записи основных уравнений удобно от буквенных индексов перейти к индексам цифровым, для этого примем следующую замену индексов в обозначении напряжений
,0 1,2,3,4C
. Далее при выводе уравнений, необходимых для пони-
и токов
,,AB
мания структуры регуляторов тока и напряжения в векторной форме,
79
учитывая, что
k
, в соотношении (98) пренебрежем высокоча-
стотными гармониками и примем, что
uKui. (100)
иiUi
,1,2,3,4
у
Тогда для трех контуров и трех узлов схемы на рис. 42 по второму и
первому закону Кирхгофа можно получить следующую систему уравнений:
uriL uu
иi иiiN
uuriL
04000
iC gui
иi ф ii
3
где , = 1, 2, 3.
1
iii
ииi
0
3
1
фф н0
N ии
du
di
иi
dt
di
и
33 ,
0
dt
i
dt
н
фн н
,
,
(101)
При переходе в другие системы координат удобно использовать
матричную форму записи уравнений (101), для этого введем в рассмотрение следующие матрицы:
uui
ини
ААА
,,,
uui
UUI
ии нн ии
ВВВ
uui
ини
ССС
uriL
33
и40и00
i
А
н
IU
iuriL
нн 0 и40и00
,33
В N
i
С
н
33
uriL
и40и00
di
di
di
dt
dt
dt
и0
и0
и0
– матрицы-столбцы соответствующих напряжений и токов схемы;
80
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]