Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Параллельная работа статических преобразователей энергии. Учебное пособие
.pdf
Для линейно «падающего» опорного сигнала из рис. 17, а будем
K
иметь:
Исходя из равенства
Uu
()
on
оп у
on
22
()uu получим следующее выражение
. (23)
для закона регулирования:
2
у
1
. (24)
U
oп
u
Из (21) и (24) будем иметь
U
UU
dd
xx 0
sin
у
2
. (25)
U
оп
Из соотношения (25) следует, что связь между постоянной составляющей напряжения холостого хода выпрямителя и сигналом управления
нелинейна. График зависимости относительного значения напряжения
U
xx0d
холостого хода выпрямителя
U
нала управления
у
U
оп
0,..,1
U
от относительного значения сиг-
d
представлен на рис. 18.
Характер этой зависимости объясняет необходимость введения статического (
) и динамического (
в
) коэффициентов усиления вы-
K
вд
прямителя. Из соотношений (22) и (24) найдем выражения для этих коэффициентов:
U
K
d
в
UU U
UU U
U
xx
уу jg
K
0
sin
уоп оп
U
0
d
sin
2
U
у
2
31
у
, (26)
U
αxx0d
U
d
1
U
у
U
оп
0
1
0
1
Рис. 18. Зависимость относительного зна-
чения напряжения холостого хода выпрямителя
где введено обозначение
U
U
оп
qm
; (27)
cos
22
. (28)
2sin
U
0
K
d
0
U
оп
qm
U
KK
вд 0
d
()
df u U
xx
уу
du U
уоп
uU
уу
На рис. 19 представлена зависимость относительных значений статического и динамического коэффициента усиления выпрямителя
U
K
K
вд
в
,
KK
00
от относительного значения сигнала управления
у
U
.
оп
Как следует из соотношений (26), (28) и из рис. 19, оба коэффициента усиления выпрямителя существенно зависят от величины управляющего сигнала, что создает определенные трудности при проектировании замкнутых систем управления с управляемым выпрямителем. Действительно, поскольку коэффициенты усиления имеют максимальное
0
значение при
U , условия устойчивости замкнутой системы управ-
у
ления следует рассчитывать в этом режиме. Однако, как правило,
32
исходя из энергетических свойств выпрямителя номинальный (длитель-
ный) режим работы выбирают при
UU , но тогда коэффициенты
уоп
выпрямителя будут иметь минимальное значение, что снизит точность
регулирования в системе.
K
К
0
2
вK
К
0
вдK
К
0
U
у
U
on
Рис. 19. Зависимость относительных значений
коэффициента
Рассмотрим закон регулирования для выпрямителя с опорным сигналом в виде ниспадающего участка косинусоиды (см. рис. 17, б).
В этом случае будем иметь следующую аналитическую форму опорного
сигнала:
Учитывая условие
() cosuU
оп оп
()uu , получим выражение для закона ре-
оп у
. (29)
гулирования:
U
arccos
у
U
.
оп
Тогда с учетом (21) получаем
U
UU
. (30)
xx 0
dd
33
у
U
оп
Следовательно, постоянная составляющая напряжения холостого
K
K
K
хода выпрямителя зависит линейно от сигнала управления, это означает, что
U
0
KK K
ввд 0
d
U
оп
.
Таким образом, при опорном сигнале в виде ниспадающего участка
косинусоиды выпрямитель для постоянных (средних) значений управляющего сигнала и выходного напряжения может быть представлен в
виде линейного усилителя с коэффициентом усиления
.
0
Независимо от формы опорного сигнала коэффициенты усиления
выпрямителя зависят от величины напряжения на входе вентильного
U
комплекта (U), в силу того что
. Это затрудняет построение
0
замкнутых систем управления с выпрямителями, так как напряжение U
изменяется в пределах
0 0 min 0 max
, ...,KK K
. По этой причине возникает необходимость по-
, ...,UU U
min max
, а это означает, что
строить такой способ управления, при котором будет обеспечиваться
инвариантность (независимость) коэффициентов усиления по отношению к напряжению U.
Покажем, как это можно сделать, на примере управляемого выпрямителя с
мости коэффициента
зависимость
[15]. Из соотношения (27) следует, что для независи-
3m
от напряжения U необходимо реализовать
0
UU
оп
, где – постоянный коэффициент. Такой алго-
ритм наглядно демонстрируется с помощью рис. 20 и эпюр на рис. 21.
На рис. 20 СС – схема сравнения, где из напряжения u
u
напряжение
фазовому сдвигу разностного напряжения на
, разность напряжения интегрируется, что приводит к
1
/2
вычитается
3
. Интегратор мо-
жет быть реализован с помощью апериодического звена первого порядка, частота среза которого должна быть значительно меньше частоты напряжения питающей сети . Величина коэффициента
опре-
деляется коэффициентом передачи апериодического звена первого порядка на частоте и не зависит от величины напряжения
.
U
Таким образом, в этом алгоритме формируется опорное напряжение с ниспадающим участком косинусоиды, что делает выпрямитель
34
линейным звеном по отношению к постоянным значениям выходного
напряжения и сигнала управления, а также обеспечивается инвариантность коэффициента усиления по отношению к величине напряжения
питающей сети, т. е.
u
1
u
3
UKU
а
. (31)
xx 0 уd
uuudt
u
оп
u
3
u
1
uu
13
13оп
u
2
3
б
Рис. 20. Структурная схема (а) и векторная диаграмма (б) для пояснения
инвариантного управления
uu
31
u
1
u
2
1
u
3
u
оп
2
3
Рис. 21. Эпюры напряжений, поясняющие
инвариантное управление
35
Как показано в работе [16], этот вывод можно распространить на изменяющийся сигнал управления, тогда это утверждение будет справедливо для постоянных составляющих выходного напряжения выпрямителя и сигнала управления на одном такте между коммутациями тиристоров. Это означает, что
tt
11
kk
11
tt tt
kk kk
11
udt K udt
d
tt
kk
0 у
. (32)
В (32)
тильного комплекта и сигнала управления;
и выключения
u
и
u – мгновенные значения напряжения на выходе вен-
d
у
,
tt
kk
-го тиристора. Соотношение (32) обычно используют
k
– время включения
1
при анализе динамических процессов в системах с управляемым выпрямителем.
u
Формирование опорного сигнала (
ления (
u ) осуществляются в системе импульсно-фазового управления
уи
) и выработка импульса управ-
оп
(СИФУ) (рис. 22). Как правило, СИФУ является многоканальной
СИФУ , ..., СИФУ
(
1
), количество каналов определяется количеством
n
тиристоров («n») в вентильном комплекте. Каналы идентичны и детали-
зированы для k-го тиристора. Здесь новым элементом является схема
сравнения
тора и вырабатывает импульс управления (
рого соответствует моменту равенства сигналов
СС
, которая, по существу, выполняет функцию компара-
k
u ), передний фронт кото-
уи k
u и уu . Дальнейшее
оп k
формирование импульса по длительности и мощности осуществляется
u
с помощью драйвера. Сигналы
и
k
жения, питающего ВК. Сигнал управления
поступают с датчиков напря-
1ku
u является общим для всех
у
тиристоров и формируется с помощью регуляторов обратных связей
в случае использования выпрямителя в качестве элемента
замкнутой системы управления или задается с помощью отдельного
устройства, если обратные связи отсутствуют.
Обратимся к исследованию параллельной работы управляемых выпрямителей, для ее обеспечения можно применять любой из вариантов,
описанных в
разделе 1. Рассмотрим особенности их применения на примере построения параллельной работы двух выпрямителей с использованием принципа ведущего и ведомых преобразователей.
36
СИФУ
u
1
u
n
СС
k
u
k
1ku
Интегратор
u
опk
СИФУ
СИФУ
u
у
СС
1
k
k
u
1иу
u
иуk
u
n
1nu
СИФУ
n
u
иуn
u
у
Рис. 22. Структурная схема системы импульсно-фазового
управления (СИФУ)
Структурная схема двух параллельно работающих выпрямителей на
общую нагрузку показана на рис. 23. Здесь первый выпрямитель назначен ведущим (master), а второй ведомым (slave), причем в ходе работы
они могут меняться ролями, поскольку в микропроцессорных системах
управления каждого из выпрямителей, как правило, заложены функции
регуляторов напряжения.
Как уже отмечалось, в такой структуре величина напряжения
на
нагрузке задается ведущим выпрямителем с помощью контура обратной связи по напряжению, в состав которого входят: ДН – датчик напря-
жения на нагрузке; ЗН – источник сигнала задания (
величину напряжения на нагрузке;
СС
– схема сравнения напряжений,
н
u
), определяющий
з
вырабатывающая сигнал ошибки по напряжению; РН – регулятор
напряжения. Система управления ведущего выпрямителя выполнена
по схеме подчиненного регулирования с внутренним контуром отрица-
тельной обратной связи по току вентильного комплекта
ВК
. Такое
1
37
построение системы автоматического регулирования упрощает процесс
у
В
з
з
у
з
В
В
В
s
ее настройки и позволяет управлять током выпрямителя. В состав контура отрицательной обратной связи входят:
ряет ток вентильного комплекта; СС
сигнал ошибки по току;
РТ
– регулятор тока.
1
– схема сравнения, вырабатывает
1
ДТ
– датчик тока, изме-
м
Ведущий УВ (Master) - УВ
ТР
1
Сеть трехфазного переменного то ка
Ведомый УВ (Slave) - УВ
ТР
2
Сеть трехфазного переменного тока
m фаз
m фаз
ВК
1
Драйверы
СИФУ
ВК
2
Драйверы
СИФУ
м
ДТ
М
СС
ДТ
СС
i
К
1
i
К
1
C
ф1
ДН
i
M
РН
1
S
i
К
2
i
К
2
C
ф2
i
S
2
СС
u
ЗН
н
iI
нн
R
н
uU
нн
L
ф1
1
u
1
РТ
1
2
1
S
L
ф2
2
u
2
РТ
2
Рис. 23. Структурная схема двух параллельно работающих выпрямителей
на общую нагрузку
Ведомый выпрямитель имеет только контур отрицательной обрат-
ной связи по току
ВК
. Структура этого контура аналогична контуру
2
ведущего выпрямителя и на рис. 23 отличается только подстрочным индексом «2». Сигналом задания на ток (
i
) в таком контуре служит сиг-
з
нал с датчика тока ведущего выпрямителя. В этом случае при соответствующем выборе передаточных функций регуляторов тока получим
равенство токов вентильных комплектов.
38
Обратимся к детальному рассмотрению структур и параметров ре-
I
П
В
L
у
у
з
I
R
I
гуляторов. Внутренний контур обратной связи определяет точность
распределения постоянной составляющей тока нагрузки между выпрямителями. Если принять, что напряжения трехфазных сетей переменного тока, к которым подключены выпрямители, имеют одинаковую
частоту
тов
, то постоянные составляющие токов вентильных комплек-
I
I
и
1d
определятся с помощью соотношений
2d
2/
qm
Iid
1 ВК
d
1
2/
qm
0
Iid
,
2 ВК2
1
d
1
2/
qm
2/
qm
0
.
Для обеспечения
III
11н
dd
/2
в качестве регуляторов тока ис-
пользуют структуры, показанные на рис. 24.
u
н
i
M
i
АВ
И
i
u
Рис. 24. Структурная схема системы регулирования тока ВК
ф
К
uKu
0d
U
i
н
u
C
ф
н
н
Такая структурная схема отражает процессы для средних значений
токов и напряжений на такте коммутации
T
12
k
qmf qm
.
В регуляторе присутствует два вида обратных связей, а именно ком-
u
пенсационная обратная связь по напряжению на нагрузке (
цательная обратная связь по току вентильного комплекта (
) и отри-
н
i
). Компен-
АВ
сационная обратная связь обеспечивает инвариантность токового контура к изменению напряжения на нагрузке. Отрицательная обратная
связь по току образована посредством пропорционально-интегрального
звена (
ПИ
), которое на постоянном токе позволяет получить нулевую
39
ошибку регулирования в замкнутой системе и обеспечить приемлемые
I
I
I
I
K
I
динамические характеристики [16].
При равной установленной мощности выпрямителей
ПИ
передаточные функции
звеньев выбираются одинаковыми в виде
1
()
Wp K
II
. (33)
Т p
Коэффициенты передачи датчиков тока и напряжения (
УВ
и
УВ
и
м
) вы-
U
бираются из условия согласования уровня сигналов в силовой схеме и
системе управления, обычно
В соотношении (33)
11
IU
Т
,
,
KK
00
– коэффициент передачи пропорцио-
.
нальной части и постоянная интегрирования соответственно. Амплитудно-частотная характеристика такого регулятора в логарифмическом
масштабе и относительных единицах показана на рис. 25.
20 lg ( )
Wj
I
20 lg
К
4
3
I
s
2
1
0
0.01 0.1 1 10 100
Рис. 25. Амплитудно-частотная характеристика
регулятора тока
40
cI
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]