Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Микрополосковые резонаторы и СВЧ-устройства на их основе. Учебное пособие
.pdf
Контрольные вопросы и задания
1 2
Z Z
1.
Объясните, чем может быть обусловлен скачок волнового со-
противления в микрополосковом резонаторе.
2.
Почему спектр собственных частот нерегулярного микропо-
лоскового резонатора становится неэквидистантным?
3.
В каком случае частоты первой и второй моды в нерегулярном МПР максимально отстоят друг от друга при заданном соотношении волновых сопротивлений регулярных отрезков резонатора
?
4.
Почему амплитуды пучностей электрического поля на высокоомных участках нерегулярного резонатора больше, чем на низкоомных?
5.
Почему добротность нерегулярного резонатора выше, чем регулярного при прочих равных условиях?
6.
Как повысить добротность нерегулярного микрополоскового
резонатора?
101
3. УСТРОЙСТВА СВЧ НА ОСНОВЕ МИКРОПОЛОСКОВЫХ
РЕЗОНАТОРОВ
3.1. В
ЗАИМОДЕЙСТВИЕ МИКРОПОЛОСКОВЫХ РЕЗОНАТОРОВ
И ИХ ВИДЫ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В УСТРОЙСТВАХ
СВЧ
Рассмотрим конструкции различных СВЧ-устройств дециметрового диапазона волн (300 МГц – 3 ГГц), в которых используются микрополосковые резонаторы на подложке с большой диэлектрической
проницаемостью (ε). Особое внимание уделим конструкциям полосно-пропускающих СВЧ-фильтров, генераторам электромагнитных
колебаний, а также устройствам для физических исследований магнитных металлических и диэлектрических материалов на СВЧ.
Заметим, что во всех устройствах, рассматриваемых в настоящей главе, используются микрополосковые резонаторы с колебаниями основного типа, т. е. резонаторы, в которых существуют только
квазипоперечные электромагнитные волны (квази-Т волны), поэтому
толщина подложки МПР и ширина его полоскового проводника всегда выбираются меньше длины электромагнитной волны в нем.
Построение селективных СВЧ-устройств на резонаторах основано на связи нескольких резонаторов между собой и с подводящими
линиями передачи. В закрытых резонаторах, например в волноводных, эта связь осуществляется путем использования диафрагм или
штырей связи, а также с помощью отрезков линий передачи, через
которые и происходит обмен энергией взаимодействующих резонаторов [30]. Для осуществления связи между резонаторами открытого
и полуоткрытого типов достаточно расположить их вблизи друг друга
так, чтобы высокочастотные поля резонаторов перекрывались [31].
Для тонкой настройки величины связи в устройствах на диэлектрических резонаторах (ДР) и других открытых резонаторах обычно используются микрометрические металлические или диэлектрические
подстроечные винты, с помощью которых в той или иной мере можно
«вытягивать» электромагнитное поле из резонатора наружу. Естественно, что при искажении структуры поля в околорезонаторном пространстве происходит не только изменение величины связи между
резонаторами, но и изменение резонансных частот резонаторов. Это
обстоятельство вынуждает разработчиков при использовании открытых и полуоткрытых резонаторов тщательно экранировать СВЧустройства от влияния внешнего окружения.
102
Взаимодействие между двумя параллельно расположенными
а б
–
+
+
–
–
+
–
+
микрополосковыми резонаторами (рис. 3.1) рассмотрено в работе
[32]. Показано, что в случае однородной среды, когда диэлектрическая проницаемость подложки резонатора и диэлектрическая проницаемость окружающей среды одинаковы, постоянные распространения волн четного и нечетного типов, образующихся в результате
взаимодействия МПР, также одинаковы. Поэтому во всем диапазоне
частот характеристическое сопротивление такого звена микрополосковых резонаторов является чисто мнимой величиной, т. е. энергия
из одного резонатора не передается в другой. В результате это звено
является всезаграждающим фильтром [32].
Рис. 3.1. Взаимодействие двух параллельных микрополосковых резонаторов:
а – емкостное (нечетное); б – индуктивное (четное)
Другими словами, два параллельных микрополосковых резонатора в однородной среде не взаимодействуют друг с другом. Действительно, на концах полосковых проводников МПР на частоте первой
моды существуют пучности электрического поля, а в их центральных
частях – пучности тока и, следовательно, пучности магнитного поля.
Очевидно, что в области частот ниже резонансной частоты МПР
электростатическое (емкостное) взаимодействие между концами полосковых проводников стремится вызвать антифазные колебания
в резонаторах (рис. 3.1, а), а магнитное (индуктивное) взаимодействие
проводников стремится вызвать синфазные колебания в МПР
(рис. 3.1, б). Напротив, в области частот выше резонансной частоты
103
МПР емкостное взаимодействие индуцирует синфазные колебания,
2
=
0,2
=
2 2
н ч
2 2
н ч
,
ω − ω
ω + ω
ч
ω
н
ω
ч н
ч
н
,
ω ε
ε
ч н
ч н
,
ε − ε
ε + ε
а индуктивное – антифазные. Таким образом, в двух параллельных
полосковых резонаторах существует борьба между емкостной и индуктивной связями. Не трудно показать, что в случае однородной
среды электрическое и магнитное взаимодействия между резонаторами полностью компенсируют друг друга.
В литературе емкостное (антифазное) колебание принято ещё
называть нечетным, а индуктивное (синфазное) – четным. Очевидно,
что такие названия соответствуют направлениям протекающих в полосковых проводниках резонаторов токов проводимости на частоте
первой моды, которые в первом случае являются антипараллельными,
а во втором – параллельными. Токи проводимости в проводниках резонаторов показаны на рис. 3.1 пунктирными линиями. Сплошными
стрелками на рис. 3.1 условно обозначены силовые линии электрического поля.
В случае же, когда параллельно связанные микрополосковые резонаторы окружает воздух, а они изготовлены на подложке с диэлектрической проницаемостью, отличной от единицы, баланс емкостной
и индуктивной связей нарушается, а суммарный коэффициент связи
становится больше нуля. На рис. 3.2 показана теоретическая зависимость коэффициента связи от ε подложки для пары параллельно
связанных идентичных микрополосковых резонаторов, имеющих
отношение ширины полоскового проводника к толщине подложки
w h
подложки
и отношение ширины зазора между резонаторами к толщине
s h
. Расчет коэффициента связи проводился по из-
вестной формуле
где
и
– частоты четных и нечетных колебаний в связанных ре-
K
св
=
(3.1)
зонаторах. Используя соотношение
2
ω
=
2
(3.2)
формулу (3.1) можно переписать в виде
104
K
св
=
(3.3)
где
ч
ε
н
ε
0 204060
80
0
0.05
0.10
0.15
св
св
K
и
– эффективные диэлектрические проницаемости связанных
микрополосковых линий для четных и нечетных волн соответственно.
Значения вычислялись по формулам, приведенным в работе [33].
K
ε
Рис. 3.2. Зависимость коэффициента связи двух параллельных МПР
от диэлектрической проницаемости подложки
Анализ показывает, что с ростом диэлектрической проницаемости подложки емкостная связь между резонаторами довольно быстро
уменьшается в отличие от индуктивной связи, которая не зависит от
диэлектрической проницаемости. Таким образом,
ε подложки достигает насыщения (рис. 3.2). При этом связь между
параллельными МПР становится преимущественно индуктивной.
Для осуществления связи между МПР, изготовленными на подложке с относительно невысокой диэлектрической проницаемостью,
обычно располагают резонаторы таким образом, чтобы сильно
уменьшить одно из взаимодействий – электрическое или магнитное.
На рис. 3.3, где представлены топологии полосковых проводников
двухзвенных микрополосковых фильтров, приведены несколько ва-
с увеличением
риантов связи микрополосковых резонаторов друг с другом посредством магнитного (индуктивного) (вариант рис. 3.3, а) и электрического
105
(емкостного) (варианты рис. 3.3, б, в, г, д, е) взаимодействий. Из ри-
а
б
в г
д
е
сунка видно, что варианты рис. 3.3, а и б допускают связь только двух
МПР, а варианты рис. 3.3, в, г, д и е – последовательную связь целой
цепочки резонаторов. Возможно и чередование типа связи между
резонаторами. Например, объединение вариантов рис. 3.3, а и б или
рис. 3.3, а и г, что также дает возможность связи цепочки резонаторов
друг с другом попарным чередованием емкостного и индуктивного
взаимодействия между ними.
Рис. 3.3. Варианты осуществления взаимодействия между двумя МПР:
а – индуктивное; б – е – емкостное
На рис. 3.4 показаны основные виды микрополосковых резонаторов, изготовленных на подложках с высокой диэлектрической проницаемостью и используемых в устройствах СВЧ. Здесь 1 – полуволновой регулярный МПР [11]; 2–4 – полуволновые микрополосковые
резонаторы со скачком волнового сопротивления [23]; 5 и 6 – экранированный полуволновой МПР с боковой металлизацией; 6, 7 –
полуволновой гибридный резонатор, являющийся одновременно микрополосковой и копланарной линией передачи; 7 – свернутый нерегулярный МПР; 8 – полуволновой нерегулярный МПР на составной
подложке; 9 – регулярный четвертьволновой МПР; 10 – четвертьволновой резонатор со скачком волнового сопротивления, образованным
как изменением ширины полоскового проводника, так и использованием подложки с другой диэлектрической проницаемостью. В резонаторе 10 вблизи разомкнутого конца полоскового проводника под-
106
ложка имеет большую диэлектрическую проницаемость, а коротко-
1 2
3 4
5 6
7 8
9 10
замкнутый участок резонатора имеет воздушное заполнение.
Рис. 3.4. Виды МПР, используемых в устройствах СВЧ
107
Резонатор 10 по свойствам наиболее близок к радиотехническому контуру с сосредоточенными элементами. Его разомкнутая часть
на диэлектрической подложке играет роль емкости, а короткозамкнутая часть является индуктивностью. Резонатор 4 может использоваться как двухмодовый резонатор, если на заданной частоте в нем в продольном и поперечном направлениях укладывается половина длины
волны.
Все рассмотренные резонаторы имеют собственную добротность в пределах 200–1000 [11; 23; 34; 35] в зависимости от диэлектрической проницаемости и тангенса угла диэлектрических потерь
материала, а также качества металлизации подложки.
3.2. П
ОЛОСОВЫЕ ПЕРЕСТРАИВАЕМЫЕ
СВЧ-
ФИЛЬТРЫ
История развития исследований по конструированию СВЧфильтров хорошо описана в труде Р. Леви и С. Б. Кона [36]. В ней
сделан исторический обзор работ, направленных на создание СВЧфильтров всех типов, за период времени с 1937 года по начало
80-х годов. Из всех видов фильтров лучшими с точки зрения начальных потерь являются электродинамические фильтры на различного
рода резонаторах. В этом случае не требуются вносящие большие затухания специальные преобразователи электромагнитных колебаний
в твердотельные волны, как в фильтрах на поверхностных и объемных акустических волнах или в фильтрах на магнитостатических
волнах. Однако в дециметровом диапазоне волн фильтры на полых
волноводных резонаторах имеют очень большие габариты и массу,
поэтому, несмотря на отличные электрические характеристики, применение таких фильтров очень ограничено. По этим же причинам
ограничено применение фильтров на добротных диэлектрических
резонаторах в дециметровом диапазоне волн. Проблема миниатюризации фильтров решается, если использовать четвертьволновые коаксиальные резонаторы со скачком волнового сопротивления, заполненные диэлектриком [37–39], или изготавливать микрополосковые
фильтры на подложках с большой диэлектрической проницаемостью
[35; 40; 41], а также использовать МПР со скачком волнового сопротивления [42; 43].
В настоящее время опубликовано большое число работ по конструированию и исследованию микрополосковых фильтров на подложках с высокой диэлектрической проницаемостью, и количество
этих работ у нас и за рубежом непрерывно растет. Столь большой ин-
108
терес к этой теме вызван не только возросшими потребностями
4 9
Ba Ti O
37
ε =
35
ε =
10
ε =
50
ε =
150
ε =
радиотехники и микроэлектроники, но и появившимися новыми возможностями технологии производства термостабильных высококачественных СВЧ-керамик. Конструкции микрополосковых фильтров
отличаются формой МПР, типом связи между резонаторами и тем,
имеют ли фильтры интегральное исполнение на монолитной подложке, или они собраны из отдельных резонаторов, каждый из которых на
своей подложке.
В работе [44] описан интегральный фильтр на подложке из тетратитаната бария (
,
) с использованием четвертьвол-
новых МПР. Особенностью фильтра является то, что связь соседними
резонаторами осуществляется лишь на небольшом участке их длины.
Поэтому те участки резонаторов, через которые связи нет, удается
«свернуть», придав им специальную форму, что значительно улучшает степень использования площади подложки и уменьшает габариты
фильтра.
В работе [40] представлен семизвенный фильтр в интегральном
исполнении на регулярных полуволновых МПР с емкостной связью
между резонаторами. Фильтр изготовлен на подложке из керамики ТЛ/0 (
) и имеет начальные потери около 5 дБ. Главная
трудность в реализации такого рода фильтров заключается в балансировке емкостной связи между резонаторами, трудно поддающейся
счету при больших величинах ε. Кроме того, емкости связи в таком
фильтре одновременно являются дополнительными концевыми
емкостями МПР, сдвигающими их резонансную частоту, что также
необходимо, учитывать при конструировании.
В работе [41] описываются так называемые фильтры решетчатого типа, представляющие собой решетку регулярных полуволновых
микрополосковых параллельно расположенных резонаторов. Приведены экспериментальные частотные характеристики фильтров на
подложках из различных керамик: поликора (
Т-150 (
). Показана возможность повышения избирательности
), ТЛ-75 (
),
фильтров за счет образования в таких решетчатых структурах полюсов затухания на конечных частотах вблизи полосы пропускания.
В работе [45] приведен теоретический анализ фильтров на многопроводных линиях гребенчатого и решетчатого типа, принцип действия
которых основан на различии фазовых скоростей нормальных волн.
Получено эквивалентное модовое представление фильтров, устанавливающее аналогию с уравновешенными мостовыми цепями на сосредоточенных элементах. Это дает основание при проектировании
109
фильтров воспользоваться методами расчета, разработанными для
мостовых цепей.
В работе [45] представлены конструкции фильтров на четвертьволновых МПР с преимущественной индуктивной связью между резонаторами. Отличительная особенность фильтров состоит в том, что
каждый микрополосковый резонатор в них представляет собой
отдельную прямоугольную пластину диэлектрика, у которой металлизированы две стороны и торец (см. рис. 3.4 (9)). Фильтр образуют три
или четыре таких резонатора, которые размещены в корпусе с коаксиальными входом и выходом. Настройка фильтра осуществляется путем перемещения резонаторов относительно друг друга с целью подбора необходимой связи между ними. В этой конструкции возможно
формирование эллиптической амплитудно-частотной характеристики
(АЧХ) фильтра, что значительно улучшает селективность устройства.
Недостатки такого фильтра заключаются в том, что он, как и фильтры
на волноводных и диэлектрических резонаторах, требует кропотливой
поштучной настройки, а также не мотет быть изготовлен планарной
технологией в интегральном исполнении на общей монолитной подложке.
Способы формирования эллиптической АЧХ в фильтрах различных типов описаны в работе [46]. Показано, что введение дополнительных связей между несоседними звеньями фильтра может приводить не только к образованию полюсов вблизи полосы пропускания,
как и в случае решетчатых фильтров на МПР, но и к существенному
выравниванию фазовой характеристики фильтра. В результате получаются так называемые линейно-фазовые фильтры. Однако проектирование таких фильтров на МПР – очень сложная задача, особенно
при использовании подложек с большой диэлектрической проницаемостью. Расчет топологии микрополосковых линий фильтра представляет огромные трудности из-за частотной зависимости эффективной диэлектрической проницаемости и волнового сопротивления,
из-за нежелательных электромагнитных связей дальнего порядка,
из-за излучения резонаторов и т. д. Поэтому часто синтез фильтров
на МПР производят путем эквивалентной трансформации, заключающийся в том, чтобы имеющиеся каталогизированные схемы
фильтров на «цепных» структурах превращать в реализуемые структуры на микрополосковых линиях.
На этапе развития микрополосковой техники в нашей стране
перспективным являлся следующий метод конструировании фильтров
дециметрового диапазона [47]. На заданную частоту изготавливалось
110
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]