книги из ГПНТБ / Богомолов А.М. Судовая полупроводниковая электроника

При расчете входной дифференцирующей реостатноемкостной цепи вначале по заданному значению длитель­ ности импульса t и определяют в соответствии с форму­ лой (128) постоянную времени т. Зная величину т, не­ трудно найти величину емкости С:

ния индуктивности намагничивания трансформатора, вносимой во вторичную цепь Lti2, эквивалентного сопро­

Ток смещения / см в этой схеме равен:

(131)

131

Максимальный базовый ток определяется по следую­ щей формуле:

Далее подстановкой найденного значения ть в фор­ мулу (130) определяют величину индуктивности намаг­ ничивания, приближенно равную индуктивности первич­ ной обмотки трансформатора.

В тех случаях, когда входной импульс отпирающей полярности плохо сформирован, то есть имеет затянутый передний фронт, для укорачивания импульса целесооб­ разно использовать схему с дроссельным формирующим элементом (рис. 49, в). В этой схеме дроссель в нормаль­ ном состоянии пропускает ток источника смещения за­ пирающей полярности:

При отборе тока смещения цепью источника сигнала диод, связывающий дроссель с цепью смещения, запира­ ется и ток дросселя перераспределяется в цепь базы транзистора. В связи с тем что в соответствии с первым законом коммутации ток индуктивности не может в на­ чальный момент коммутации произвольно уменьшиться, величина тока, протекающего в базу, не зависит от вход­ ного сопротивления транзистора. Благодаря этому заряд базового перехода происходит форсированно.

Другим не менее важным качеством этой схемы за­ пуска является независимость длительности выходного импульса от амплитуды входного сигнала.

Чисто транзисторные формирователи коротких им­ пульсов применяются, как правило, в схемах микро­ электронного исполнения, в которых создание емкостных

132

и индуктивных элементов представляет серьезную проб­ лему. Транзисторные формирователи коротких импуль­ сов основаны на принципе собирания выходных сигналов элементов, имеющих различные величины времени за­ держки общего входного импульсного сигнала.

Формирователи коротких импульсов, реагирующие на переход входного сигнала из уровня 0 в уровень 1 мо­ гут быть основаны на разности задержки запирания дио­ да и задержки включения транзистора по схеме ОЭ, а также на разности задержки включения транзистора по схеме ОЭ и задержки включения транзистора обратной проводимости по схеме ОК [1].

Вторая из рассмотренных разновидностей схем пока­ зана на рис. 49, г.

В этой схеме при переходе входного сигнала из уров­ ня 0 в уровень —Ек (1) на выходе возникает кратковре­ менный импульс с уровнем —Ек, поскольку после запи­ рания транзистора прп типа, включенного по схеме ОК, транзистор рпр типа, включенный по схеме ОЭ, в откры­ тое состояние переходит не сразу.

Приведенная схема может создавать на выходе им­ пульс с длительностью вершины в пределах 2—4 мкс. Ес­ ли необходимо получить большую длительность импуль­ са, нужно включить по схеме с общим эмиттером много­ каскадно несколько транзисторов (число транзисторов должно быть нечетным).

В настоящее время разработаны микроэлектронные формирователи коротких импульсов с логической схемой на входе, названные в соответствии с принципом дейст­ вия разностными элементами управления, и классифици­ рованные по логическому признаку на элементы с совпа­ дением «И» на управляющем входе; элементы с собира­ нием «ИЛИ» на управляющем входе; элементы, реаги­ рующие на переход сигнала из уровня 1 в уровень 0; эле­ менты, реагирующие на переход сигнала из 0 в 1; эле­ менты с инверсией, дающие на выходе импульс 0, и эле­

«пИ-НЕ». На рис. 51 приведены функциональные схемы их построения.

1 33

Рис. 50. Разностные элементы управления:

Рис. 51. Клапаны-формирователи импульсов малой длительности:

а — элемент, реагирующий на переход сигнала С из 0 в 1; б — его условное обозначение; в — элемент, реагирующий на пере­ ход сигнала С из 1 в 0; г — его условное обозначение

Опытным путем установлено, что для получения ощу­ тимой длительности импульса, достаточной для запуска счетных схем, необходимо применять включение конден­ сатора 1000—5000 пФ, как показано на рисунке.

§ 6. Пороговые переключающие схемы

Пороговыми схемами (амплитудными дискриминато­ рами, или амплитудными селекторами) называются эле­ менты, реагирующие только на такой сигнал, амплитуда

1 3 4

которого выше некоторого заданного значения. Статиче­ ская характеристика идеальной пороговой схемы имеет ступенчатую форму (рис. 52, а).

Основным требованием, определяющим качество по­ роговых схем, является стабильность порога срабатыва­ ния и высокая крутизна динамического участка статиче­ ской характеристики (чувствительность). Кроме того, желательно, чтобы пороговая схема имела высокое вход­ ное сопротивление и высокую перегрузочную способ­

ность.

Простейшая пороговая схема представляет собой по­ лупроводниковый диод с последовательно включенным источником напряжения запирающей полярности (рис. 52, б). Порог срабатывания этой схемы устанавли­ вается напряжением источника смещения. Диодная по­ роговая схема применяется, как правило, в сочетании с усилителем, поскольку без усилителя она имеет малую крутизну статической характеристики. Несмотря на то, что усилитель класса В обладает самостоятельными по­ роговыми свойствами, диодная пороговая схема в этом случае не является излишней, так как она при допороговых уровнях сигнала увеличивает входное сопротивление

а

Рис. 52. Диодные поро­ говые схемы:

а — передаточная характе­ ристика идеальной порого­ вой схемы; б — диодная по­ роговая схема; в — транзи­

в сторный ключ с диодным пороговым элементом

1 3 5

схемы в целом, отключая входную цепь усилителя от источника сигнала. Диодная пороговая схема не устра­ няет возможной перегрузки следующего за ней усили­ тельного каскада. Поэтому при диодной пороговой схеме желателен токоограничивающий элемент в эмиттерной цепи входного транзистора (рис. 52, в).

Вкачестве порогового элемента можно применять транзисторный ключ, однако в этом случае также необ­ ходимо ограничивать базовый ток и увеличивать входное сопротивление схемы в целом. Наиболее рационально в этом случае для увеличения входного сопротивления ис­ пользовать эмиттерный повторитель, а для улучшения перегрузочной способности во входную цепь ключевого транзистора вводить транзисторную схему неизменного тока. В качестве токоограничивающего элемента в эмит­ терной цепи транзистора можно применять не только транзисторную схему неизменного тока, но и схему фик­ сации эмиттерного потенциала (рис. 53, а).

Вначальном состоянии при отсутствии эмиттерного тока сопротивление эмиттерной цепи невелико и равно дифференциальному сопротивлению проводящего диода. По мере увеличения эмиттерного тока транзистора, ток диода уменьшается и его дифференциальное сопротивле­

ние увеличивается. Когда эмиттерный ток достигнет зна­ чения тока общего участка /0, диод обесточивается и да­ лее эмиттерный ток ограничивается развивающимся на резисторе R0 падением напряжения.

Наиболее качественным пороговым элементом явля­ ется дифференциальный усилитель. Для увеличения кру­ тизны передаточной характеристики используют много­ каскадное включение дифференциальных усилителей, а также применяют цепи положительной обратной связи. Простейшая схема порогового дифференциального уси­ лителя с положительной обратной связью известна под названием триггера Шмитта (рис. 53, б).

Напряжение порога срабатывания этой схемы зада­ ется падением напряжения U3 на эмиттерном резисторе R э. При насыщенном транзисторе Т2, если пренебречь па­ дением напряжения на переходах транзистора Г2, вели­ чина Uэ определится:

________ Е« (? Э1RCm)________

(1 3 5 )

[(RkI + Rcb) II /? « ]+ (£ » II /?см)

136

Если задан ненасыщенный режим транзистора Т2, то падение напряжения будет определяться иначе:

Величина Ua, определяющая порог срабатывания триггера Шмитта при расчете, как правило, бывает за­ дана. Поэтому формулы (135) и (136) используют для расчета величин RCB. Для этого вначале рассчитывают R3. Для защиты базовой цепи транзистора Тх от пере­ грузки по току необходимо, чтобы:

R э

Отсюда можно найти величину эмиттерного сопротив­ ления:

a Uэ

Величина сопротивления смещения RCM выбирается такой, чтобы даже максимальный ток / к.о2 макс был ниже тока, отбираемого сопротивлением RCM, откуда

‘к. о2макс

Далее выбирается величина Rk2 в соответствии со следующими условиями:

I J э а 2

138

для режима насыщения транзистора Т2 и

для ненасыщенного режима транзистора Т2.

Если задан режим насыщения транзистора Т2, то ве­ личина RCB определяется:

Если же задан ненасыщенный режим транзистора T2t то величина сопротивления RZB определяется по следую­ щей формуле:

Для того, чтобы переключение триггера Шмитта про­ исходило при более низком коллекторном токе транзи­ стора Т\, в качестве сопротивления RC3 можно приме­ нять нелинейное сопротивление с постоянным падением напряжения £/д (кремниевый стабилитрон). Для этой схемы (рис. 53, в) при режиме насыщения транзистора Т2 напряжение рассчитывается по следующей формуле:

ц _ EKRKl+ ( E K- U a)RK2___________ 1___________

противления RCM. Величина /?см должна быть равна:

1 3 9

(146)

Для уменьшения коллекторного тока транзистора Гь а также для улучшения температурной стабильности схемы в цепь связи включают эмиттерный повторитель (рис. 53, г). В этой схеме транзистор Т2 может работать как в насыщенном, так и в ненасыщенном режиме.

Благодаря низкому выходному сопротивлению эмиттерного повторителя резисторы RCM и RCB могут иметь малое сопротивление, что улучшает температурную ста­ бильность транзистора Т2. Температурная стабильность

Рз+1 сопротивлению эмиттерного повторителя Т3.

В этой схеме можно регулировать порог срабатыва­ ния, если вместо фиксированных сопротивлений RCB и R CMприменить регулируемый делитель напряжения (пе­ ременный резистор).

Триггер Шмитта может быть выполнен также и с не­

''140