![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Основы авиационной автоматики учеб. пособие
.pdf2) |
между логарифмическими амплитудной |
L3(со) |
и фазовой |
||||
і £ > з ( ш ) |
частотными характеристиками замкнутой и логарифми |
||||||
ческими амплитудной |
L ( со) |
и фазовой ср (to) |
частотными ха |
||||
рактеристиками разомкнутой системы: |
|
|
|||||
|
|
|
___________ W(tp)___________ |
||||
‘U |
(со) = 2 0 l g Ф (со) = 2 0 l g |
|
+ 2 W (to) COS cp (<o) 4 U P 2 (со) |
||||
|
|
|
Y |
1 |
|||
|
= |
2 0 1 g U P (со) — |
1 0 1 g [1 |
+ 2 W (CO) COS cp (со) + |
w 2 ( » ) ] |
= |
|
|
= |
I ( c o ) - 101g [ 1 + 2 - 1 0^ |
и')/2о c o s c p (co) 4 |
ю н » ) / » ] . |
( 3 .3 3 ) |
||
|
|
cpg (co) = cp (co) — arctg |
10£(“) -o sin ip (co) |
(3.34) |
|||
|
|
|
|
1 4- 10i(“).'20 cos cp (co)
3) между вещественной P (со) и мнимой Q (со) частотными характеристиками замкнутой системы и логарифмическими амп литудной L (со) и фазовой » (с о ) частотными характеристика ми разомкнутой системы:
|
Р (со) = |
Re [Ф(усо)] = Re |
W ( M |
|
|
1 + U P (/со) |
|
||
|
|
|
|
|
__ |
( |
U P (со) [cos ср (co) +ysin If (со)] |
1 __ |
|
|
1 1 4 |
UP (co) cos cp (co) -f- j W (co) sin cp (co) |
J |
j^UP (co)[ COS cp(co)4ysin cp(co)](1 4UP(co)cOS cp(co)—jW(ai) Sin cp(<o)]
[1 4 UP (co) COS cp(co)]2 4 UP2 (co) sin2 cp (co)
_UP(co)[cOS cp(u))4^(co)cos2’p(co)4lF(o.) sin2 cp (co)) 4 У [sin cp (co)]
1 4 |
2 UP (co) c o s cp (co) 4 |
U P 2 (co) |
|||
__ U P(cu) {[ cos Cp (co) 4 |
UP (co)] 4 /sin cp(co)} |
||||
1 |
4 |
2 U P (co) c o s |
cp (co) 4 |
U P 2(co) |
|
UP (co) |
f c o s cp (co) 4 |
UP (co)] |
|
||
1 + 2 UP (co) c o s |
cp (co) 4 |
U P 2 (co) |
10£ й“)?го [cos cp (co) 4 1 0£ (“ )/-90]
~ 1 4 2 - 10£(ш>/2°c o s cp (co) 4 1 0 ІМ/Ю1
Q (o > ) = |
U P (co) s i n |
cp (co) |
|
|
1 4 2 U P (co) cos cp (u>) |
U P 2 (co) |
|
|
10£(ш)/20 sin СО (co) |
|
----- • |
1 4 |
2 • 10£(")/20 cos cp (co) 4 |
|
|
КЯ“)/10 |
(3.35)
(3.36)
Связь между различными частотными характеристиками зам кнутой и разомкнутой систем, например, устанавливаемая со отношениями (3.31) — (3.36), может быть отображена и в виде номограмм, называемых номограммами замыкания.
208
На рис. 3.19 представлена номограмма, позволяющая по ло гарифмическим частотным характеристикам разомкнутой систе мы определить логарифмические частотные характеристики замкнутой системы.
На этой номограмме оплошные линии представляют собой кривые равных значений амплитудной частотной характеристики замкнутой системы, а пунктирные линии — кривые равных зна чений фазовой частотной характеристики замкнутой системы, удовлетворяющие соотношениям (3.31) —(3.34). Индексы возле сплошных и пунктирных кривых определяют соответственно значения логарифмических амплитудной L3 (ш) и фазовой а3 (ш) частотных характеристик замкнутой системы. Осью абсцисс для этой номограммы является ось значений фазо-частотной харак
теристики <р («о), |
а осью ординат — ось значений логарифмиче |
ской амплитудной |
частотной характеристики L (<о) разомкну |
той системы. |
|
На рис. 3.20 представлена номограмма для определения ве щественной частотной характеристики Р (<«) замкнутой системы по логарифмическим амплитудной /.( с о ) и фазовой ср (ш ) ча стотным характеристикам разомкнутой системы. На этой номо грамме осями координат являются те же оси, что и на номограм ме рис. 3.19, а оплошные кривые линии представляют собой кривые равных значений вещественной частотной характеристи ки замкнутой системы, удовлетворяющие соотношению (3.35).
С помощью этих номограмм частотные характеристики замк нутой системы определяются следующим образом. По логариф мическим частотным характеристикам разомкнутой системы для дискретных значений частот <о определяются значения логариф
мических амплитудной L (шг) — Lt |
и фазовой |
<р (шг) |
= <рг |
частотных характеристик. Каждой паре значений Lh |
wi на при |
||
веденных номограммах соответствует определенная точка |
At. |
||
Индексы кривых, ближе всего расположенных к точке |
ÄL, |
опре |
деляют значения искомых частотных характеристик замкнутой системы при частоте ац.
Проиллюстрируем использование указанных .номограмм для определения частотных характеристик замкнутой системы по ло гарифмическим частотным характеристикам разомкнутой систе мы на примере системы, структурная схема которой представ лена на рис. 3.21. Асимптотические логарифмические частотные характеристики этой разомкнутой системы, определяемые выра жениями:
L (ш) = 2 0 1 g 1 0 0 - 2 0 1 g ш — 2 0 1 g ] / 0 , 2 üü>2 + 1 + 2 0 l g V 0,0 1 ш З -|_ i —
- 4 0 l g 1 / 0 , 0 1 2 О)2 + 1 ;
tp (u>) = — 90° — arctg 0,5 u>+ arctg 0,1 m—2 arctg0,01 ш,
представлены на рис. 3.22 (сплошные кривые).
н . И зд. № 5312 |
209 |
Соответствующие этим логарифмическим частотным характе ристикам значения логарифмических амплитудной І 3(ш) и фа зовой ®з(ш) частотных характеристик замкнутой системы, опре деленные по номограмме ри-с. 3.19, и значения вещественной Р («) частотной характеристики замкнутой системы, определен ные по номограмме рис. 3.20, представлены в таблице 3.1.
|
|
|
л. |
т |
■Ф- |
Ю0(0,цір1 +1)і) |
у(р) |
|
Р(0,5Р+тоір+і)г |
|
|
|
|
|
“ і
Li=L Ю
9/ = ? Ю
L^l—L (Wg/)
=;)
II |
г |
Р и с. 3.21. |
Структурная |
схема линейной |
стационарной |
|
||||
|
|
|
системы |
|
Т а б л и ц а |
3.1 |
||
|
|
|
|
|
|
|||
3 |
5 |
8 |
10 |
20 |
30 |
50 |
70 |
100 |
27 |
18 |
10 |
6 |
0 |
—4 |
- 8 |
—11 |
- 1 5 |
—1.33 —138 —138 —135 —131 —135 |
— 153 |
-1 6 3 |
-1 3 5 |
|||||
0,4 |
0.7 |
2 |
3 |
1,5 |
— 1 |
—5 |
—8 |
— 13 |
—2 |
—6 |
—16 |
- 3 0 |
—65 |
—97 |
—135 |
— 155 |
—185 |
1,027 |
1,09 |
1,27 |
1,2 |
0,5 |
—0,075 |
-0,42 |
-0,35 |
—0,24 |
Логарифмические частотные характеристики замкнутой си стемы І 3И и <Рз(ч)), построенные по данным таблицы 3.1, по казаны на рис. 3.22 (пунктирные линии),. Вещественная частот ная характеристика замкнутой системы Р(<о), построенная по данным таблицы 3.1, показана на рис. 3.23.
Рис. 3.23. Вещественная частотная характеристика P(w) замк нутой системы рис. 3.19
Г Л А В А I V
УСТОЙЧИВОСТЬ ЛИНЕЙНЫХ СТАЦИОНАРНЫХ СИСТЕМ АВТОМАТИЧЕСКОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ
§4.1. ОПРЕДЕЛЕНИЕ УСТОЙЧИВОСТИ. НЕОБХОДИМЫЕ
ИДОСТАТОЧНЫЕ УСЛОВИЯ УСТОЙЧИВОСТИ
1. Определение устойчивости линейных стационарных систем
Устойчивость является основным требованием, определяю щим работоспособность системы.
Линейная стационарная система называется устойчивой, если любому ограниченному входному сигналу х({) соответствует ог раниченный выходной сигнал у(Ь). Иными словами, линейная стационарная система называется устойчивой, если для любого
ограниченного |
входного |
сигнала х (£)о<*</, |
существует такое |
||
положительное |
число |
С < оо, |
не зависящее от времени и вида |
||
x(t), |
что выходной сигнал y(t) |
удовлетворяет условию |
|||
где |
0 < і |
l.v W |< C raax|*(7)|, |
(4.1) |
||
|
|
|
|
2. Необходимое и достаточное условие устойчивости линейных стационарных систем
Линейная стационарная система устойчива тогда и только тогда, когда ее весовая функция g(t) абсолютно интегрируема, т. е. если
.j' \ g ( t ) ] d t ^ C < o 0, |
(4.2) |
о
где С — положительное конечное число.
Докажем достаточность условия (4.2). Выходной сигнал y(t) линейной стационарной системы при нулевых начальных услови-
14* |
211 |
ях определяется входным сигналом x(t) и весовой функцией си стемы g(t) через интеграл Дюамеля:
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
У (0 = j X (t — х) g (x)rfx. |
|
(4.3) |
||
|
|
|
|
О |
|
|
|
|
Тогда для |у (t) I можно записать |
|
|
|
|
||||
|
/ |
X (t — т) g (x) d 1 1< |
/ |
T) 11g (x) I d T. |
|
|||
І.ѵ (*) I = |
[ j |
j’ I xjit - |
(4.4) |
|||||
|
о |
|
|
|
b |
|
|
|
Полагая, что x(t) |
на интервале времени 0 < ^ < ^ |
(в том числе и |
||||||
при t\ |
со) |
является ограниченной функцией, т. е. что |
|
|||||
|
|
|
I л (z!) I < max IX (t) \ — vj — const, |
|
|
|||
на основании (4.4) |
находим |
|
|
|
|
|||
!y (0 |< |
t |
|
|
t |
lg-(t)lc?,c |
|
||
j |
шах I■* (^ — т) 11g- (т) I cfг = T] J |
|
||||||
и в том числе |
0 |
|
|
ü |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|||
I.у (01 < |
j |
max * (*—т) 11 g (т) \d т |
|
|
(4.5) |
|||
Обозначиз |
О |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
f 1 ^ ( 4 1 ^ |
= |
|
|
|
из (4.5) получим |
b |
|
|
|
|
|||
! y W I < C ffl, J x( t ) | . |
. |
|
(4.6) |
|||||
|
|
|
|
|
Условие (4.6) соответствует определению (4.1) устойчивой ли нейной стационарной системы, если
оо
с = j’ |£ ( т) | аД < оо,
О
■и потому условие (4.2) является достаточным для устойчивости линейной стационарной системы.
Докажем необходимость условия устойчивости (4.2) методом от противного. Для этого рассмотрим систему, которая не удов летворяет условию (4.2), т. е. систему, весовая функция которой g(t) отвечает условию
со
J Ig (t) \d t= ’ oo.
о
Эта система будет устойчивой, согласно определению (4.1), если любому произвольному ограниченному по модулю входному сигналу будет соответствовать ограниченный по модулю выход-
212
ной сигнал. И, напротив, эта система будет неустойчива, если найдется хотя бы один ограниченный по модулю входной сиг нал, которому будет соответствовать возрастающий до беско нечности выходной сигнал.
Рассмотрим реакцию этой системы на входной сигнал x(t),
удовлетворяющий условию: |
+ 1, |
g( *) >0; |
|
x{t — x) = sign £-(т) = |
|||
- 1 , |
g ( t ) < 0. |
||
|
Заметим, что этот сигнал является ограниченным по модулю при
любых значениях t, ,в том числе и при t -> со, |
причем |
max | х (t — |
||
— т)| = 1. |
|
|
|
|
Этому входному сигналу соответствует выходной сигнал y(t), |
||||
определяемый интегралом Дюамеля |
|
|
||
t |
|
t |
|
t |
y [ t ) = ^ X{t — ' z ) g ( x ) d i = |
{ S i g ng (x) g ( |
t ) d X = |
f| g(x)| rfx. |
|
o |
d |
|
|
b |
Очевидно, что при t-+ со, y(t) будет определяться выражением
У ( 0 = f
О
|
со |
| g (х) I dt = со, |
Однако для данной системы было принято, что |
||
поэтому у {t) = |
b |
не отвечающей |
оо. Следовательно, для системы, |
||
t -* оо |
мы нашли такой ограниченный по модулю вход |
|
условию (4.2), |
ной сигнал, который вызывает возрастающий до бесконечности при t оо выходной сигнал. Это, согласно определению, являет ся признаком неустойчивости системы и потому условие (4.2) яв ляется необходимым для устойчивой системы.
3. Необходимое и достаточное условие устойчивости линейных стационарных систем с рациональными
|
передаточными функциями |
Линейная |
стационарная система с передаточной функцией |
. , . В ( р ) |
устойчива тогда и только тогда, когда все корни ее |
Ф (р)= —— |
Л(Р)
характеристического уравнения (все полюсы передаточной функ
ции) имеют отрицательные действительные части, |
т. е. если для |
|
всех корней Рі уравнения |
|
|
А (Р) = ^пР" + ап-іР"~1+ . • • + а,р + |
а0=--0 |
(4.7) |
справедливо (рис. 4.1): |
|
|
Re f o ] < 0. |
|
(4.8) |
2 1 3
Докажем необходимость и достаточность данного условия устой
чивости для линейных систем с дробно-рациональными переда точными функциями.
I ß ® |
т |
|
|
® |
|
№ <е> |
|
|
|
||
'5 |
ХР |
ХРі |
|
‘ 2 |
% |
||
|
|
|
|
oL |
Pj оС |
|
* р оС |
|
|
*Р2 |
Ч |
|
* * 1 5) |
|
|
Р< |
|
6 |
|
я) |
|
|
|
Рис. 4.1. Расположение полюсов передаточной функции Ф(р): а — устойчивой системы [Rе(д,•)]<()/; б — неустойчивой си
стемы Re(pi)=GJ; в — неустойчивой |
системы Re(ps)>0, |
|
[Re(p-i) >С] |
|
|
Если линейная стационарная |
система |
(рис. 4.2) имеет пере |
даточную функцию Ф(р) вида: |
|
|
ф ^ = ~ |
~ - |
(4.9) |
А(р) |
|
|
Ф) |
|
у(р). |
Ф(Р)
Р и с. 4.2. Структурная схема линей ной стационарной системы
где
В ( Р )= |
Ьтрт + |
. .. + ЬіР + |
&о, |
|
|
f-0 |
|
|
|
|
|
^ (/>)= 2 аіР1= |
апРп + |
• • - |
+ ахр + |
а0. |
|
I-о |
|
|
|
|
|
т < п, |
|
|
|
|
|
bt — постоянные действительные |
коэффициенты, |
то Ф(р) |
|||
можно представить в виде: |
|
|
|
|
|
Ф ( р ) = ------------------------- |
------------------------------- |
|
|
. |
(4.10) |
an( P - P t)(P - P2) • • ЛР - Р і)- • |
Л Р - Р П) |
|
где Рх, Ръ, ..., Pi, .--tPn— полюсы Ф(р), равные корням характе
ристического уравнения А(р1) —0. |
|
можно пред |
|
Для случая простых |
(некратных) полюсов Ф(р) |
||
ставить суммой простых |
дробей: |
|
|
Ф(р) = С0+ |
Р - Р з |
— С--— + . . . + |
|
Р - Pi |
Р — Рі |
|
214
+ |
|
С . + |
У сі |
(4.1t) |
P |
— P n |
|
P - P i ' |
|
где |
|
°, |
тп<іп, |
|
|
|
|
||
|
c . - J b„ |
m = tv, |
|
|
|
|
a„ ’ |
|
|
|
|
|
|
|
|
Г |
B{p) |
|
|
|
°i — dA(p) |
|
|
|
|
|
dp |
р=Р/ |
|
Тогда весовая функция системы как обратное преобразование Лапласа от передаточной функции будет определяться выраже нием:
g(t) = L- 1 \Ф(Р)\= L-' Ср + |
У |
|
С,- |
|
|
р — Рі |
|
||
|
і-1 |
|
||
|
|
|
||
= Со8(0 + У с, ер‘‘ , |
|
t > О, |
(4.12) |
|
I g (О I = IС08(0 + t Ct eV I < I С0 8(01+ S I С, 11 ePt I- |
(4.13) |
|||
/=1 |
|
|
i-1 |
|
Учитывая, что p t в общем случае — комплексные числа, т. е. что
Рі = |
аі + J ß<. |
ai = |
Re f/>,b |
= |
I m \ P l \ ’ |
и потому
|
I e V I = |e(a/+;ßiu I = I ев/ |
e '" ' ] = |
ee*', |
|||
выражение (4.13) можно переписать в виде |
|
|||||
|
|г ( О |< |С 08 ( О [ + 2 |С (|е ^ . |
(4.14) |
||||
Тогда |
|
|
* =1 |
|
|
|
|
|
|
п |
|
|
|
оо |
* |
ОО |
|
со |
|
|
[ |
\ g ( t ) \ d t < |
Г| С08 ( 0 | ^ + 2 |
f I С,- |е“'<dt = |
|||
Ö |
|
6J |
i |
— 1 |
О |
|
|
= |
I С ,! + 2 |
I С, I j |
|
dt. |
(4.15) |
|
|
r=l |
0 |
|
|
|
2 1 5
Учитывая, что
а.^ |
it |
1 |
|
[ |
1 |
я |
А |
|
1J = |
1 |
1 |
? |
|||||
е ' dt = |
— |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
а і |
|
|
|
из (4.15) находим |
|
|
|
( |
с о , |
jp |
V |
° |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
п |
|
|
|
|
|
|
g (t) I |
dt ■< I C01-f- V |
ІС/І |
— С |
<Г с о , |
|
а г< А ; |
||
|
|
- |
« , |
|
|
|
|
|
|
|
п |
|
|
|
|
|
|
|
|
■ЕіСіі» = со . |
a t > 0 . |
i= l
( 4 . 1 6 )
(4 . 1 7 )
(4 . 1 8 )
Условие (4.17), соответствующее случаю полюсов c a ^ R e [/7(.]<0, является, как было показано выше (4.2), необходимым и до статочным условием устойчивости линейных стационарных си стем. Условие (4.18), соответствующее случаю существования хотя бы одного полюса Рі с a;=R e [/?,) >0, противоречит необхо димому и достаточному условию устойчивости (4.2). Следова тельно, линейная стационарная система устойчива тогда и толь ко тогда, когда все полюсы Ф(р) имеют отрицательные действи тельные части. Линейная стационарная система не является устойчивой, если хотя бы один полюс Ф(р) имеет нулевую или положительную действительную часть.
Таким образом, для анализа устойчивости линейной стацио
нарной системы |
необходимо проверить выполнение условия |
(4.2) или условия |
(4.8). |
Однако проверка этих условий для систем порядка выше вто |
рого является весьма затруднительной, так как она требует либо интегрирования модуля весовой функции, либо решения уравне ния А( р) —0 для отыскания полюсов р-г Поэтому для анализа устойчивости систем автоматического регулирования сформули рованные условия практически не применяются, а используются некоторые косвенные правила, позволяющие гарантировать вы полнение необходимых и достаточных условий устойчивости без прямого интегрирования | g(t) | и без вычисления корней ха рактеристического уравнения. Эти правила называются крите риями устойчивости. Следует отметить, что ценность критериев устойчивости заключается не только в упрощении задачи анали за устойчивости линейных систем, но также в возможности вы явления зависимости устойчивости системы от параметров ее элементов.
В настоящее время для решения практических задач исполь зуются следующие критерии устойчивости для систем с Ф(р) =
= ËJÈ. = |
ь<* Рт+ |
• • • + ьхР + Ь0 |
_ |
А(р) |
апр п |
+ d\P + а0 |
|
216
1) аналитический критерий устойчивости Гурвица, позволяю
щий судить об устойчивости системы по |
коэффициентам а,- |
ее |
|||||||||
характеристического многочлена А(р)\ |
Михайлова, |
позволяю |
|||||||||
. 2) частотный критерий устойчивости |
|||||||||||
щий судить об устойчивости системы по виду годографа А (у<и) = |
|||||||||||
= А {р)р=іш ее характеристического многочлена при |
0 < ш < |
<х>; |
|||||||||
3) |
частотный |
критерий |
Найквиста, позволяющий судить об |
||||||||
устойчивости замкнутой системы по виду годографа системы в |
|||||||||||
разомкнутом состоянии. |
|
|
|
устойчивости Гурвица |
и |
||||||
Ниже рассматриваются критерии |
|||||||||||
Найквиста, как наиболее удобные для практического использо |
|||||||||||
вания. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
§ 4.2. КРИТЕРИЙ |
УСТОЙЧИВОСТИ РАУСА—ГУРВИЦА |
|
||||||||
|
1. Формулировка критерия Рауса—Гурвица |
|
|||||||||
Линейная |
стационарная система |
с передаточной |
функцией |
||||||||
|
_ В(р) |
_ Ътрт + Ьт_1рт~1+ ... + Ь1р + Ъ0 |
|
||||||||
|
Ф(р): |
А (р) |
апр'І ^ а п_ , р !‘- 1+ |
--. + |
а1р + |
а0 |
|
||||
|
|
|
|||||||||
устойчива, если при ап > 0 |
положительны: |
составленный из коэф- |
|||||||||
1) |
главный детерминант Гурвица |
Д, |
|||||||||
+ ап- 1р п~1+■• ■+аіР1Л~- ■• + а і/?+ ао по правилу: |
|
|
|||||||||
|
а0 |
0 |
0 |
|
|
0 |
|
0 |
0 |
|
|
|
аг |
1öj |
сі0 . . . |
0 |
|
0 |
0 |
|
|
||
|
а 4 |
1а 3 |
1а2 |
|
|
|
0 |
0 |
|
|
|
|
|
1 |
1 |
\ |
\ |
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
д = |
|
1 |
1 |
|
\ |
|
|
|
|
> 0 ; |
|
|
0 |
1 ... |
1 ... |
|
1 |
ап—3 ап-і |
Яп-Ь |
(4.19) |
|||
|
0 |
1 0 1 0 . . |
1 |
ап-1 1ап-2 ап- 3 |
|
|
|||||
|
0 |
1 0 1о .. |
1 |
0 |
1 ая 1 |
ап-1 |
|
|
|||
|
|
1 |
і |
|
1 |
|
1 |
1 |
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
||||
|
|
V -1 ^п-Ч |
|
Аз |
|
Д2 |
Д4 |
|
|
||
2) |
все дгіагональные миноры |
Д; главного детерминанта, т. е. |
|||||||||
|
|
|
|
|
«я-1 1> 0 ; |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Д2 = ал-2 ап~ |
> 0 ; |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
“п |
ап- |
|
|
|
|
|
217