20 Определение и характеристики согласованного фильтра.

Название «согласованный фильтр» может ввести в некоторое заблуждение. Это не фильтр в традиционном смысле. Обычный фильтр предназначен только для удаления некоторой части спектра сигнала, которая является нежелательной, а оставшаяся часть спектра передается насколько возможно неизменной. Вообще говоря, цель применения фильтра состоит в том, чтобы сохранить желательный сигнал с наименьшими искажениями. На самом деле согласованный фильтр не выполняет ничего подобного. Фактически выходной сигнал такого фильтра не является подобным по форме полученному в шумах сигналу [7,19]. Цель при­менения согласованного фильтра состоит в том, чтобы просто вычислить показа­тель, который помогает решить, действительно ли присутствует нужный сигнал во входной смеси сигнала с шумом. Ниже можно увидеть, как согласованный фильтр может быть осуществлен в LabVIEW.

Предположим, что имеется зашумленное колебание (рис. 10.14), и нужно ре­шить, присутствует ли в нём ЛЧМ-импульс сk = 2 илиk = 3.

Рис. 10.14. Передняя панель ВП MatchedFilterDetection.vi

При некотором очень внимательном рассмотрении можно сказать, что это сиг­нал, который был получен на фоне шума. Вероятно, следует сопоставить пики в зашумленном сигнале с пиками в каждом из заданных сигналов и сделать вывод, какой из них является наиболее близким к полученному сигналу. Можно выпол­нить почти те же самые действия при согласованной фильтрации. При этом нуж­но знать заранее, что зашумленный сигнал может быть только одним из двух сиг­налов. Поэтому, если использовать эти два известных сигнала как шаблоны, можно определять корреляцию заданных шаблонов с зашумленными сигналами, и наиболее вероятным будет тот переданный сигнал, с которым будет самая высо­кая корреляция.

В блок-диаграмме, показанной на рис. 10.15, ЛЧМ-сигнал дляk = 2 искажен шумом в ВП AWGN. Если известен набор сигналов, который содержит только ЛЧМ-сигналы дляk = 2 иk = 3, то можно просто использовать эти два сигнала в качестве опорных для расчета взаимной корреляции между полученным сигна­лом и опорными. Результаты такого расчета показаны на рис. 10.16.

Из анализа выходного сигнала согласованного фильтра очевидно, что ЛЧМ-сиг - нал приk = 2 есть нужный сигнал. Этот простой пример с двумя сигналами может быть легко распространен на случай 16-0ДМ-сигнала с некоторыми незначитель-

ными изменениями. При этом лучше нормализовать корреляцию, так как ампли­туды совокупности точек в 16-0ДМ-сигнале изменяются. Указанное изменение амплитуды может быть причиной ошибки вычисления корреляции. Нормирован­ная корреляция может быть вычислена по следующей формуле:

21 Помехоустойчивость когерентного приема в канале с постоянными параметрами.

Наиболее простым случаем частотнозависимого канала является канал с постоянными параметрами, в котором переходная функция  не зависит от  и поэтому может быть обозначена . В первом приближении к этому случаю могут быть сведены такие каналы, в которых  очень медленно меняется с , так что на протяжении сеанса связи, начавшегося в момент , можно положить . К таким каналам относится подавляющее большинство электропроводных некоммутируемых каналов, а также длинноволновые радиоканалы, если сеанс связи достаточно короток, и ультракоротковолновые радиоканалы между неподвижными корреспондентами при связи в пределах прямой видимости.

Если к тому же  сводится к дельта-функции  (где  — время прохождения сигнала), то параметры канала оказываются постоянными как по времени, так и по частоте. Этот случай был рассмотрен в гл. 3; он соответствует аппроксимации реальных каналов на ограниченном промежутке времени, если передаточная функция канала (преобразование Фурье от ) практически постоянна в полосе частот, в которой сосредоточена мощность сигнала.

Рассмотрим более общий случай, когда  не выражается даже приближенно дельта-функцией. Если на вход канала поступает сигнал , то на выходе канала будет принят сигнал

     (7.17)

Как легко заметить, задача может быть сведена к рассмотренной в гл. 3, если полагать, что в канал с постоянными параметрами, не зависящими от частоты, посылаются не сигналы    , а видоизмененные сигналы

 

Следует только учесть, что сигналы  имеют длительность не , a , где  — время реакции канала, которое будем считать ограниченным. Этим обстоятельством обычно пренебрегают, если . В противном случае можно построить систему так, чтобы посылать элементы сигнала длительностью  через интервалы времени , т. е. ввести паузы длительностью . Наконец, если , можно посылать сигналы непрерывно, но подавать на решающую схему только отрезки сигнала длительностью , на которых не происходит перекрытия соседних элементов. Такой метод довольно широко используется на практике и называется методом защитного промежутка. Он, конечно, не является оптимальным, так как сопряжен с потерей информации, содержащейся в отбрасываемых отрезках сигнала. Впрочем, при  эти потери незначительны.

Выбор  в принципе всегда возможен. Для того чтобы при этом условии обеспечить требуемую скорость передачи информации, необходимо выбирать достаточно высокое основание кода . Однако при большом уровне помех с увеличением  возрастает вероятность ошибки, тем более что в канале с ограниченной полосой пропускания не всегда можно выбрать эти сигналы ортогональными.

Рассмотрим, какие возможности существуют для сокращения времени реакции  и для выбора оптимальных форм сигналов, обеспечивающих наибольшую помехоустойчивость. С этой целью воспользуемся методом, применявшимся в § 3.6, а именно введем на выходе канала два четырехполюсника  и  (рис. 7.5,а), из которых  имеет  модуль передаточной функции , а модуль передаточной функции четырехполюсника  совпадает с , где  — передаточная функция канала. Заметим, что эти четырехполюсники физически реализуемы, поскольку мы рассматриваем физически реализуемый канал.

В точке б, как легко видеть, будет присутствовать сумма сигнала  и гауссовской помехи со спектральной плотностью мощности , а в точке б — сигнал  с таким же модулем спектральной плотности амплитуд, как и в точке а на фоне белого шума.

Рассуждая так же, как и в § 3.6, можно показать, что решающая схема PC, подключенная к точке в будет оптимальной в том случае, если часть схемы, обведенная пунктиром, представляет собой оптимальную решающую схему для сигнала и помехи в точке б. Последняя, как было показано, состоит из «обеляющего» фильтра, которым в данном случае является четырехполюсник , и оптимальной решающей схемы PC для сигнала  при белом шуме.

Сигнал , вообще говоря, не совпадает с , поскольку для четырехполюсников    и  определены лишь модули передаточных функций. Последовательное соединение этих четырехполюсников имеет передаточную функцию

,          (7.19)

где    — произвольная функция, удовлетворяющая условию физической реализуемости.

Таким образом, последовательное соединение двух четырехполюсников  и  представляет собой фазовый контур.

Если желательно сократить до минимума длительность элемента сигнала , то целесообразно выбрать  так, чтобы цепь, образованная последовательным соединением канала и фазового контура с передаточной функцией (7.19), имела наименьшую длительность переходной функции. Можно показать, что для этого фазочастотная характеристика результирующей цепи должна быть линейной во всей области частот, в которой модуль передаточной функции канала  отличен от нуля. Такая фазовая коррекция характеристики канала часто применяется на практике. При этом получается схема рис. 7.5,б.

Так как в точке в присутствует нормальный белый шум и сигнал , представляющий собой результат прохождения исходного сигнала  через цепь с передаточной функцией , то наибольшая помехоустойчивость при заданной энергии сигнала  будет обеспечена тогда, когда энергия сигнала  будет максимальной.

Выберем любое значение , превышающее длительность импульсной реакции скорректированной цепи. Тогда для любого сигнала  длительностью

.                      (7.20)

Рассмотрим следующее интегральное уравнение Фредгольма:

                 (7.21)

Оно имеет решения , называемые собственными функциями, при определенных значениях , которые пронумеруем в порядке невозрастания:  Как известно (см., например, [7] добавление 11), функции  образуют полную ортонормированную систему на интервале . Поэтому любой сигнал  можно разложить в ряд по этим функциям:

,                    (7.22)

причем

.

Подставив (7.22) в (7.20) и учитывая (7.21), получаем

        (7.23)

На основании ортонормированности собственных функций

.                  (7.24)

Из этого равенства очевидно, что преобразованный сигнал  будет иметь наибольшую энергию на интервале  в том случае, если все коэффициенты  положить равными нулю, кроме того, который соответствует максимальному собственному числу . Таким образом, оптимальным сигналом является

,                          (7.25)

где  определяется ограничениями, наложенными на мощность сигнала на входе канала.

Используя оба знака в (7.25), получим оптимальную двоичную систему с противоположными сигналами. После того как сигналы  выбраны, нетрудно вычислить вероятность ошибки, которая при когерентном приеме равна

Если для увеличения скорости передачи информации требуется основание кода , то можно использовать несколько ортогональных форм сигнала, совпадающих с собственными функциями уравнения (7.21), соответствующими наибольшим собственным числам.