- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
- •Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
Комплексную спектральную плотность сигнала можно представить в виде
Ф(j2πf) = |Ф(j2πf)|e jφ(f),
где |Ф(j2πf)| – спектральная плотность амплитуд или спектр амплитуд сигнала s(t); φ(f) – спектральная плотность фаз или спектр фаз сигнала s(t).
В отличие от спектров периодического сигнала спектры амплитуд |Ф(j2πf)| =
A(f) и фаз φ(f) непериодического сигнала s(t) – сплошные.
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
Рассмотрим сигнал s(t), отличный от нуля на конечном интервале времени [– T/2, T/2] и равный нулю вне этого интервала, т.е. финитный сигнал.
С одной стороны, сигнал s(t) удовлетворяет требуемым условиям и для него существует прямое преобразование Фурье, а с другой стороны – сигнал s(t) может быть представлен рядом Фурье на интервале времени [– T/2, T/2].
Тогда для s(t) можно определить КСП:
|
|
|
|
|
|
T / 2 |
|
|
|
|
Ф( j2 f ) s(t)e j 2 ft dt s.k e j 2 kf1t e j 2 ft dt |
||||||||||
|
|
|
|
|
|
T / 2 k |
|
|
|
|
|
|
T / 2 |
|
|
|
T / 2 |
|
|
|
|
s.k |
|
e j 2 ft e j 2 kf1t dt s.k e j 2 ( f kf1 )t dt |
||||||||
k |
T / 2 |
|
|
k |
T / 2 |
|
|
|
||
|
|
T / 2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
s.k |
[cos 2 ( f |
kf1 )t j sin 2 ( f |
kf1 )t]dt |
|||||||
k |
|
T / 2 |
kf1 )T ] |
|
|
|
1 |
|
||
. |
|
|
sin[ ( f |
|
|
|
|
|||
sk |
T |
|
( f kf1 )T |
, |
где f1 |
|
|
. |
||
|
T |
|||||||||
k |
|
|
|
|
|
|
|
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
В формуле для КСП выражение |
sin[ ( f |
kf1)T ] |
sin x |
||
( f |
kf )T |
имеет вид функции |
, x |
||
|
|
|
1 |
|
|
где x = π(f – kf1)T, и поэтому для каждого k |
это выражение равно нулю при всех f = |
||||
nf1, n ≠k, и равно единице при f = kf1. |
|
|
|
||
Отсюда следует, что комплексная спектральная плотность равна |
|
||||
|
|
|
. |
|
|
для всех f = kf1, k [–∞, ∞], тогда |
Ф( j2 kf1) sk T |
|
|||
Ф( j2 kf1) |
|
. |
, |
|
|
|
|
sk T |
|
т.е. в точках f = kf1 модули коэффициентов ряда Фурье в экспоненциальном базисе с
точностью до постоянного множителя T совпадают со значениями спектра амплитуд | Ф(j2πkf1)| сигнала s(t).
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
2.3. Спектральная плотность мощности и эффективная ширина спектра сигнала
Определим среднюю мощность неслучайного периодического сигнала s(t), считая, что нагрузкой источника сигнала является резистор сопротивлением Rн = 1 Ом. В
этом случае средняя мощность сигнала
|
|
1 |
T / 2 |
|
P lim |
s2 (t)dt, |
|||
|
||||
ср |
T |
T |
|
|
|
|
T / 2 |
где T – интервал анализа (существования) сигнала s(t).
Представим отрезок сигнала s(t) на интервале [-T/2, T/2] через его КСП, тогда Pср
можно представить в виде |
|
|
|
|
|
T / 2 |
||||||||||
|
|
|
|
1 |
T / 2 |
|
|
|
1 |
|||||||
P lim |
|
s(t) |
Ф( j2 f )e j2 ft dtdf |
lim |
Ф( j2 f ) |
s(t)e j2 ft dtdf |
||||||||||
|
|
|||||||||||||||
ср |
T |
|
|
|
T |
|
|
|
||||||||
|
|
|
T T / 2 |
|
|
|
|
|
T |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
T / 2 |
||||||||
lim |
1 |
Ф( j2 f )Ф* ( j2 f )df lim |
1 |
|
Ф( j2 f ) |
|
2 df , |
|
||||||||
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
||||||||||||||
T T |
|
|
|
T T |
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
где Ф*(j2πf) – комплексно сопряженное значение КСП.
Обозначим
lim 1 Ф( j2 f ) 2 G( f ).
T T
|
Кафедра «Радиоэлектронных систем» |
|
Дисциплина ОТРЭС |
Тогда получим |
|
|
Pср G( f )df . |
|
|
Функция G(f) описывает распределение средней мощности сигнала s(t) по частоте и называется спектральной плотностью мощности (СПМ) сигнала s(t).
Учитывая четность функции СПМ, Pср можно преобразовать к виду
|
|
|
|
Pср G( f )df 2 G( f )df 2G( f )df Gодн ( f )df , |
|||
|
0 |
0 |
0 |
где Gодн(f) = 2G(f) – односторонняя СПМ.
Проведенное преобразование позволило перейти к представлению СПМ только в области положительных, т.е. действительных, частот.
Распределение мощности сигнала по частоте может характеризоваться также
эффективной шириной спектра сигнала ∆fэф, т.е. полосой частот, в которой сосредоточена большая часть энергии сигнала.
Эффективная ширина спектра сигнала ∆fэф равна ширине основания прямоугольника,
площадь которого равна площади под кривой СПМ, а высота равна максимальному значению СПМ Gодн макс.
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
|
|
|
|
|
|
|
|
|
G( f )df |
|
Gодн ( f )df |
|
Pср |
|
|
fэф |
|
|
|
|
. |
||
|
|
0 |
|
|
|||
2Gмакс |
Gодн макс |
Gодн макс |
|||||
|
|
|
|
||||
На рисунке приведены спектральная плотность |
мощности сигнала s(t) (а – |
двухсторонняя; б – односторонняя) и его эффективная ширина спектра частот fэф
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
2.4. Дискретное и быстрое преобразования Фурье
Рассмотрим непрерывный сигнал s(t), заданный на интервале [0, T] и периодически повторяющейся вне этого интервала.
Выберем для анализа сигнала s(t) интервал [0, T] длительности T. Пусть для сигнала s(t) задан интервал дискретизации Tд, позволяющий представить сигнал на интервале
[0, T] в виде последовательности отсчетов, взятых через Tд (см. рисунок).
В этом функцию времени, а как функцию номеров отсчетов s(n), n = [0, N – 1], где N = T/Tд – количество
отсчетов сигнал s(t) на временном интервале [0, T].
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
Заменяя в базисной экспоненциальной функции текущее время t на время взятия
отсчета nTд, получим: |
e j |
2 knTд |
e j 2 |
nk |
|
e j 2 kf1t e j 2 kf1nTд |
|||||
|
N . |
||||
T |
Тогда сигнал s(t) можно представить не как функцию времени t, а как функцию
номера отсчета n: |
s(n) s.k e j 2 |
N . |
|
N 1 |
nk |
|
k 0 |
|
Данное выражение представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье.
При представлении сигнала s(t) дискретным преобразованием Фурье номера спектральных составляющих имеют тот же физический смысл, что и при представлении сигнала в базисе экспоненциальных функций, но количество гармонических составляющих не бесконечно, а ограничено и равно N, т.е. ширина спектра сигнала ограничена. Такое представление оправдано практически и не противоречит изложенному ранее.
Например, спектр дискретного первичного электрического сигнала был ограничен полосой частот, равной ∆FдПЭС = (3…5) fман, а спектр частот непериодического сигнала
ограничен эффективной полосой частот ∆fэф.
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
Прямое дискретное преобразование Фурье позволяет определить составляющие спектра дискретизированного сигнала
s.k |
1 |
N 1 |
j 2 |
nk |
1 |
N 1 |
j 2 |
nk |
|
s(n)e |
N Tд |
s(n)e |
N . |
||||||
|
|
|
|
||||||
|
T n 0 |
|
|
N n 0 |
|
|
Параметр N является важнейшим параметром прямого и обратного дискретных преобразований Фурье: с одной стороны, N определяет количество отсчетов в анализируемом сигнале, а с другой – N определяет количество составляющих в спектре сигнала.
Из анализа прямого и обратного дискретных преобразований Фурье (ДПФ), следует, что выполняются они идентично по почти совпадающим аналитическим выражениям.
Для вычисления ДПФ необходимо выполнить три операции:
-запоминание отсчетов сигнала или комплексных амплитуд спектра сигнала;
-умножение их на соответствующие постоянные коэффициенты:
|
j 2 |
nk |
nk |
|
nk |
|
j 2 nk |
nk |
|
|
nk |
|
|
e |
N cos 2 |
j sin 2 |
или e |
N cos2 |
|
j sin 2 |
; |
||||||
|
N |
N |
N |
N |
- сложение соответствующих слагаемых.
Кафедра «Радиоэлектронных систем»
Дисциплина ОТРЭС
Следовательно, для реализации ДПФ можно использовать микропроцессорные устройства с простейшей системой команд, в ПЗУ которых можно записать заранее вычисленные коэффициенты, т.к. они не зависят от сигналов, передаваемых по стандартным каналам (например, по стандартным каналам ТЧ, ТТ, ПД).
Быстрое преобразование Фурье (БПФ) – это фактически алгоритм быстрого вычисления ДПФ, основанный на использовании следующих свойств тригонометрических функций:
- значения cosα многократно повторяются для разных углов (например, значение 0,5 имеют sin 30°, cos 60°, sin 150°, – cos 120°, – sin 150° и т.д.), следовательно, количество умножений на коэффициенты можно существенно уменьшить за счет повторного использования результатов умножений; - синус и косинус большого угла можно разложить на сомножители – функции малых углов.
При вычислении ДПФ необходимо выполнить 4N2 операций, а при БПФ – 5Nlog2N, т.е. БПФ дает выигрыш порядка (0,8N/ log2N) раз.
Таким образом, БПФ позволяет существенно, до 100 раз и более, уменьшить количество вычислительных операций и тем самым повысить скорость ДПФ.