Истоковый повторитель.

 

По аналогии с эмиттерным повторителем на полевых транзисторах можно построить истоковый повторитель (рис. 2.4.9).

рис. 2.4.9. Схема истокового повторителя.

 

Положение рабочей точки для данной схемы можно определить, пользуясь рассмотренным ранее графическим методом. После того, как рабочая точка найдена можно построить эквивалентную схему повторителя (рис. 2.4.10).

рис. 2.4.10. Эквивалентная схема повторителя.

 

U_ВЫХ = g*U_ЗИ*R_И

 

 

 

Т.к. на практике

r_ЗИ >> R_З , то

а

R_З >> R_Г , то (R_Г + R_З)  R_З

Тогда

K_U =

 

Входное сопротивление можно найти сразу же из эквивалентной схемы.

 

 

Выходное сопротивление найдем из схемы рис. 2.4.11

рис. 2.4.11. Эквивалентная схема для определения выходного сопротивления усилителя.

 

Ток i_ИЗМ равен:

Т.к. r_ЗИ >> R_И

 

или т.к. ,то

U_ЗИ = - U_ИЗМ

и тогда

 

Если g*R_Uвелико, то выходное сопротивление примерно равно 1/g и для типовых полевых транзисторов величина его лежит в диапазоне 200 – 2000 Ом. Эти величины несколько выше, чем выходные сопротивления эмиттерных повторителей на биполярных транзисторах. Поэтому в тех случаях, когда необходимо иметь очень низкие выходные сопротивления, вместо истоковых повторителей используются эмиттерные повторители.

Лекция № 19. Операционные усилители.

 

План лекции.

 

1.     Основные понятия;

2.     Схема дифференциального усилителя.

 

Операционным усилителем называется схема, состоящая из транзисторов, сопротивлений и емкостей и имеющая очень высокое эквивалентное входное сопротивление, очень низкое эквивалентное выходное сопротивление и большой коэффициент передачи. Наименование "операционный" по традиции присваивается усилителю, с помощью которого можно решать операторные уравнения, если выход ОУ через соответствующие пассивные цепи ООС замкнуть на инвертирующий вход. В этом случае передаточная характеристика замкнутой цепи с большой точностью соответствует передаточной характеристике цепей ООС и практически не зависит от параметров самого ОУ.

Сейчас в аппаратуре наибольшее распространение получили интегральные полупроводниковые ОУ, которые обладают наименьшими габаритами и массой, могут эксплуатироваться в диапазоне температур -60 + 125 С. Они имеют избыток усиления (50-100 тыс. и более) при полосе усиления 0-1мГц, дрейфовые параметры удовлетворительны. Полупроводниковые ОУ относительно дешевы и доступны, что гарантируется миллионными тиражами выпуска. Номенклатура этих усилителей постоянно расширяется как с целью выпуска более скоростных и точных ОУ, так и для наращивания производства схем со стандартными параметрами.

Первые монолитные ОУ разрабатывались в начале 60-х годов и строились по трехкаскадным моделям, аналогично усилителям на дискретных элементах. Структурная и упрощенная схема трехкаскадного ОУ представлена на рис. 3.1.1.

Эта схема включает дифференциальный усилитель с эмиттерной связью и резисторами нагрузки. Поскольку входное сопротивление ДУ пропорционально величине тока I₀(тока в эмиттерной цепи), то этот ток выбирается на уровне десятков микроампер, т.е. достаточно малым, что также улучшает дрейфовые и шумовые параметры ДУ. Из-за малого тока I₀простой ДУ обладает малым коэффициентом усилением. Выходные сигналы в такой схеме находятся в положительной области, т.е. выходной сигнал содержит высокий постоянный положительный уровень. Малое значение коэффициента усиления вынуждает использовать в схеме последующий каскад усилителя напряжения УН, а повышение постоянного уровня – влечет за собой применение схемы сдвига уровня из положительной области в отрицательную, чтобы затем получить двухполярный выходной сигнал. Схемы сдвига уровня и формирование выходного сигнала обычно совмещаются и образуют третий, выходной каскад ОУ – усилителя амплитуды сигнала (УА).

рис. 3.1.1. Структурная схема трехкаскадного операционного усилителя.

 

ДУ – дифференциальный усилитель;

УН – усилитель напряжения;

УА – усилитель амплитуды;

Для перехода к низкоомным нагрузкам практически все схемы ОУ заканчиваются эмиттерными повторителями (ЭП), которые почти не участвуют в формировании коэффициента усиления, но определяют нагрузочную способность ОУ. Каскады УМ и УА различаются тем, что первый работает в режиме малых сигналов, а второй - в режиме большого сигнала (условно можно сказать, что амплитуда сигнала в первом каскаде много меньше, во втором – соизмерима с уровнями питающих напряжений Е⁺_П и Е^_П).

Популярными в 70-х годах стали ОУ, построенные по двухкаскадной схеме. Двухкаскадные схемы отличаются от трехкаскадных тем, что первый каскад выполняет функции как входного ДУ, так и малосигнального усилителя напряжения УН, т.к. здесь используется ДУ, построенный по схеме ДУ с балластной динамической нагрузкой и выходные сигналы первого каскада имеют низкую постоянную составляющую. Следовательно, дополнительный каскад сдвига уровня в таком ОУ не требуется. Каскад усиления амплитуды УА построен по схеме с ОЭ. Как в трехкаскадном ОУ, на выходе схемы включается ЭП. Двухкаскадную схему удалось реализовать лишь после разработки и внедрения интегральных p-n-p транзисторов с удовлетворительными статическими и частотными параметрами. В одной ИМС используются p-n-p и n-p-n – транзисторы.

Двухкаскадная схема оказалась весьма продуктивной, на ее базе создано не только много вариантов стандартных ОУ, но и произошла дальнейшая эволюция интегральных полупроводниковых структур.

ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ – это усилитель с двумя входами и выходами, относительно которых коэффициенты передачи равны по величине и противоположны по знаку. ДУ, у которого указанные условия точно выполняются называют ИДЕАЛЬНЫМ. Один из входов ДУ называют НЕИНВЕРТИРУЮЩИМ, другой – ИНВЕРТИРУЮЩИМ. Усиление сигнала, поступающего на не инвертирующий вход, происходит без изменения знака. Усиление сигнала, поданного на инвертирующий вход, происходит с изменением знака на противоположный. Схема усилителя представлена на рис. 3.1.2.

рис. 3.1.2. Схема дифференциального усилителя.

 

К обоим транзисторам приложено напряжение Е_Пи в них задан ток смещения от генератора I₀. Входной сигнал можно подавать на базу любого транзистора, а выходной – снимать с любого из коллекторов.

Из закона Кирхгофа для токов, следует, что суммарный ток, протекающий в цепях обоих транзисторов, постоянен, т.е.

 

I₀ = I_К1 + I_К2 (3.1.1)

 

Из закона Кирхгофа для замкнутого контура, показанного на рис. 4.1.2 штриховой линией следует, что любое различие в величинах входных напряжений транзисторов, сразу же приводит к различию в величинах напряжений между базой и эмиттером

 

U_БЭ1- U_БЭ2= U_ВХ1- U_ВХ2(3.1.2)

 

Проведем качественный анализ соотношений (3.1.1) и (3.1.2). Суммарный коллекторный ток фиксирован и равен I₀, в то время как разность напряжений U_БЭ1и U_БЭ2определяется разностью входных напряжений U_ВХ1и U_ВХ2. Если входные напряжения равны, то и напряжения U_БЭтакже равны. Более того, если предполагается, что транзисторы идентичны, то из равенства напряжений U_БЭследует равенство обоих коллекторных токов, т.е. I_К1= I_К2= I₀/2.

Рассмотрим случай, когда U_ВХ1и U_ВХ2не равны и, например, U_ВХ1> U_ВХ2. Тогда из (3.1.2) следует, что напряжение U_БЭ1> U_БЭ2. Через транзистор с большим напряжением U_БЭдолжен протекать больший коллекторный ток, т.е. I_К1> I_К2. Поскольку же сумма токов I_К1> I_К2должна оставаться постоянной, то как только ток I_К1становится больше I₀/2, ток I_К2должен стать меньше тока I_К1. Т.о. I₀делится между транзисторами в соответствии с разбалансом напряжений U_БЭ, а значит и U_ВХ.

Получим теперь количественное соотношение, отражающее это свойство схемы. Для этого воспользуемся моделью транзистора в режиме большого сигнала для области усиления и отсечки (модель 1) (рис. 3.1.3).

рис. 3.1.3. Модель транзистора в режиме большого сигнала.

 

I_Э0 – обратный ток насыщения диода.

 

 

Выражения для коллекторных токов можно записать в виде:

 

(3.1.3)

  q/kT

(3.1.4)

 

где q – заряд электрона;

T – абсолютная температура;

к – постоянная Больцмана.

Если в соотношение (3.1.2) подставить (3.1.3), то получим:

 

 

 

Выражение в круглых скобках равно I_К2

 

(3.1.5)

 

Подставив (3.1.5) в (3.1.1), найдем:

 

(3.1.6)

 

Соотношения для коллекторных токов теперь можно записать следующим образом

(3.1.7)

 

(3.1.8)

 

И, наконец, для выходных напряжений

 

(3.1.9)

 

(3.1.10)

 

Эти соотношения имеют силу при условии, что транзисторы работают вне режима насыщения.

Распределение тока между двумя транзисторами (соотношения (3.1.7) и (3.1.8) определяется разностью напряжений U_ВХ1- U_ВХ2, следовательно и выходные напряжения также зависят только от этой разности. Поэтому рассматриваемую схему и называют дифференциальным (разностным) усилителем.

Передаточная характеристика, связывающая разностный входной сигнал с одним из выходных напряжений (U_ВХ2) представлена на рис. 3.1.4.

рис. 3.1.4. Передаточная характеристика операционного усилителя.

 

Максимальное значение напряжения U_ВЫХ2 равно Е_П (транзистор T₂ работает в режиме отсечки), а минимальное равно E_П - I₀R_К2 (через транзистор T₂ протекает полный ток I₀). Из рис. видно, что при изменении разности входного сигнала вблизи начала координат, связь между U_ВЫХ2 и U_ВХ1 - U_ВХ2 линейна. Наклон характеристики на линейном участке равен I₀R_К24 и определяет коэффициент усиления усилителя.

Заметим, что коэффициент усиления усилителя ДУ пропорционален току смещения I₀. Т.е. коэффициентом усиления ДУ можно управлять током смещения I₀. Вследствие такой зависимости коэффициента усиления от тока смещения пары транзисторов с эмиттерной связью широко применяются в схемах АРУ и схемах модуляции.

Для работы в качестве усилителя в рассматриваемой схеме не обходимо использовать генератор стабильного тока, включаемый в эмиттерную цепь транзисторов.

Лекция № 20. Основные схемные узлы ОУ.

 

План лекции.

 

1.     Генератор стабильного тока;

2.     Схема смещения уровня.

 

Схема дифференциального усилителя с генератором стабильного тока на транзисторе показана на рисунке (рис. 3.2.1):

рис. 3.2.1. Дифференциальный усилитель с генератором стабильного тока.

 

Проведем отдельно анализ работы ГСТ (рис. 3.2.2).

рис. 3.2.2. Генератор стабильного тока.

 

Рассмотрим качественно функционирование схемы. Выходной сигнал Е_П через делитель напряжения  подается на базу транзистора. Напряжение на резисторе R_Э будет постоянным и приблизительно равным входному напряжению R₂Е_П/(R₁ + R₂), а значит и ток I_Э будет также постоянным.

При работе транзистора в режиме усиления ток коллектора I_Нс погрешностью, не превышающей нескольких процентов, должен совпадать с током I_Э. Поэтому ток I_Н– постоянная величина, которая определяется параметрами Е_П, R₁, R₂, R_Э.

Проведем теперь количественный анализ. Из схемы ГСТ на основании закона Кирхгофа получим:

 

I_Э = _Б + _Б = _Б + 

тогда

U_Э = I_ЭR_Э = R_Э_Б +                           (3.2.1)

 

С другой стороны, для выходной цепи, согласно закону Кирхгофа имеем:

 

R₂Е_П/(R₁ + R₂) - R₁R₂_Б(R₁ + R₂) - 0,6 - U_Э = 0        (3.2.2)

 

Исключая из соотношений (3.2.1) и (3.2.2) _Б, получим выражение для U_Э

 

(3.2.3)

 

Ток в цепи эмиттера I_Э равен

 

I_Э = U_ЭR_Э         (3.2.4)

 

Связь между I_Н и I_Э можно записать

 

I_Н = _Э + 1          (3.2.5)

 

Подставив выражения (3.2.3), (3.2.4) в (3.2.5), определим ток, протекающий по сопротивлению нагрузки при работе транзистора в режиме усиления

(3.2.6)

 

Если считать, что R_Э сравнимо с R₁ и R₂, а типичное значение  достаточно велико (более 50), то множитель в квадратных скобках с точностью до нескольких процентов равен единице. И тогда получим:

 

(3.2.7)

 

т.е. ток I_Н постоянен и не зависит от величины сопротивления R_Н

 

Схема сдвига уровня.

 

В ОУ сигнальные изменения потенциалов U₀могут находиться в совокупности с большой постоянной составляющей U₀, которая увеличивается от каскада к каскаду. Возникает необходимость понижения потенциалов без заметного уменьшения U₀,что осуществляется с помощью схемы сдвига уровня. Типовая схема приведена на рис. 3.3.1.

Схема состоит из делителя напряжения, верхним плечом которого является резистор R₂, а нижним – ГСТ (транзистор Т₂). С помощью тока, создаваемого ГСТ, на резисторе R₂образуется уменьшение постоянного напряжения U₀на величину_ГСТR₂, где_ГСТ– ток ГСТ. Для потенциалов U₀ГСТ имеет большое входное сопротивление в результате чего передача изменений U₀происходит без заметного их уменьшения.

рис. 3.3.1. Схема сдвига уровня.

 

В схеме функции ГСТ выполняет транзистор Т₂совместно с резисторами R₁, R₃и R₄. Т₁является повторителем напряжения, уменьшающим враз ответвление тока_ГСТв источник сигнала U₀+ U₀. Выходной эмиттерный повторитель на₃уменьшает влияние последующих цепей на работу делителя напряжения и обеспечивает малое выходное сопротивление. Выходной сигнал делителя напряжения содержит уменьшенную до требуемого уровня постоянную состав ляющую U_{ВЫХ 0}и полезный сигнал U_ВЫХ. При этом U_ВЫХU₀.

Лекция № 21. Основные характеристики ОУ.

 

План лекции.

 

1.     Переходная характеристика;

2.     Входные параметры;

3.     Выходные параметры.

Схема включения ОУ представлена на рис. 3.4.1:

рис. 3.4.1. Схема сдвига уровня.

 

Она содержит два разнополярных источника питания Е⁺_Пи Е^_П(обычно ), резистор нагрузки R_Ни источник входного сигналаU_ВХ. Выходное напряжение ОУ может симметрично изменяться в обеих полярностях относительно нуля, причем если U_ВХ= 0, то и U_ВЫХ= 0. Это условие называется условием баланса ОУ. Напряжение сигнала также может быть двухполярным. Если заземлен инвертирующий вход ОУ, то усилитель является не инвертирующим. Его переходная характеристика показана на рис. 3.4.2 (кривая 1).

рис. 3.4.2. Переходная характеристика.

 

Если заземлен неинвертирующий вход ОУ, то схема включения является инвертирующей (кривая 2). Т.к. схема без обратных связей, то наклон построенных характеристик равен собственному коэффициенту усиления ОУ (U_ВЫХ/U_ВХ). В реальных ОУ наблюдается разбаланс. Этот разбаланс устраняется подачей внешнего напряжения смещения нуля U_{СМ 0}.

рис. 3.4.3. Переходная характеристика с учетом смещений.

 

U_{СМ 0}– постоянное входное напряжение, при котором выходное напряжение равно нулю (рис. 3.4.3).

 

На рисунке представлена передаточная характеристика (кривая 1) реального ОУ, сбалансированного подачей внешнего напряжения смещения нуля U_{СМ 0}. Графики 2 и 3 соответствуют некоторому собственному смещению нулевого уровня. При этом, когда оба входа ОУ заземлены, на выходе имеется некоторое напряжение -U_ВЫХили +U_ВЫХ. Это напряжение пересчитывается на вход ОУ через коэффициент усиления схемы во входное напряжение смещения нуля - U_{СМ 0}.

Влияние сопротивления нагрузки на амплитуду выходного сигнала определяется выходным сопротивлением усиления и допустимым уровнем тока, при котором не происходит ограничения сигнала в оконечном каскаде. Выходное сопротивление ОУ определяется как величина, равная отношению приращения выходного напряжения к вызывающей его активной составляющей выходного тока при заданном значении частоты сигнала. На рисунке представлены передаточные характеристики ОУ при различных нагрузках. Уменьшение U_ВЫХпри уменьшении R_Нобъясняется тем, что при уменьшении R_Нувеличивается ток, а значит и падение напряжения на выходном сопротивлении ОУ.

Среди других параметров, кроме перечисленных выше, следует выделить и определить, в состоянии с ГОСТ 18421-73, 19480-74, 19799-74 следующие основные параметры ОУ.

Входное сопротивление R_ВХ– величина, равная отношению при ращения входного напряжения к приращению активной составляющей входного тока при заданном значении частоты сигнала.

Частота единичного усиления f₁– частота, на которой коэффициент усиления равен 1. Из-за ограниченной скорости нарастания выходного напряжения на частоте f1возможна передача сигнала только малой амплитуды.

Скорость нарастания выходного напряжения V_{Н ВЫХ}– наибольшая скорость изменения выходного напряжения ОУ при воздействии входного импульса прямоугольной формы амплитудой более 0,1 В.

Коэффициент ослабления синфазных входных напряжений К_ОССФ– коэффициент, равный отношению приращений синфазных входных напряжений ко входному напряжению, вызывающему такое же приращение выходного напряжения. Другими словами, это отношение коэффициентов усиления для дифференциального и синфазного сигналов. Выражается это отношение в логарифмической мере – децибелах.

Входной ток I_ВХ– среднее арифметическое значение входных токов при выходном напряжении, равном нулю.

 

рис. 3.4.4. Переходная характеристика с учетом нагрузки.

 

Разность входных токов I_ВХ– разность значений токов, протекающих через входы ОУ при выходном напряжении, равном нулю.

Лекция № 22. Основные линейные схемы на операционных усилителях.

 

План лекции.

 

1.     Эквивалентная схема ОУ;

2.     Усиление с инвертированием и без инвертирования сигнала.

 

При построении усилителя, работающего в линейном режиме, на базе ОУ, последний охватывается ООС. На рис. 3.5.1 приведена схема такого усилителя.

рис. 3.5.1. Инвертирующий усилитель на ОУ.

 

Если предположить, что ОУ работает в линейном режиме, можно использовать эквивалентную схему, представленную на рис. 3.5.2. Напряжение U₁равно нулю, т.к. клемма (+) заземлена. Если U_Г– положителен, то положительным будет и напряжение U₂. Если же напряжение U₂положительно, то U_ВЫХстановится отрицательным. За счет цепи ОС через R_ОСпроисходит снижение U_ВЫХи уменьшение U₂. В конце концов достигается равновесие, при котором U₂устанавливается положительным и достаточным, чтобы напряжение U_ВЫХбольше не возрастало. Если усиление ОУ без ОС велико, то точка равновесия для U₂близка к нулю даже при больших U_Г.

рис. 3.5.2. Эквивалентная схема усилителя на ОУ.

 

Обозначим равновесное значение U₂через. Ток генератора будет выражаться через:

 

i_Г = U_Г - /R_Г                           (3.5.1)

 

Т.к. входной ток i _ = 0, то

 

i_Г = i_ОС                                        (3.5.2)

 

По закону Кирхгофа для напряжений находим:

 

U_ВЫХ =  - i_ОСR _ОС                               (3.5.3)

 

Далее, подставляя (3.5.2) в (3.5.1), а (3.5.1) в (3.5.3) получаем:

 

U_ВЫХ =  - U_Г -  = - U_Г + 1 +         (3.5.4)

Т.к. при U₂=, и U₁= 0 справедливо равенство

 

U_ВЫХ = - А                                       (3.5.5)

 

То подставляя (3.5.5) в (3.5.4) окончательно получаем

 

-А - (1+) = -U_Г

 

U_Г =

Т.к. А >> , то U_Г = 0 и значит  = 0. С учетом этого выражения (3.5.1) можно записать в виде

i_ГU_Г/R_Г

 

В соответствии с (3.5.5) выражение (3.5.3) можно заменить приближенным

U_ВЫХ - i_ОСR_ОС

или

U_ВЫХ - U_Г

 

Т.о. схема ведет себя как инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления равным -

Область U_ВЫХдля линейной области работы ограничивается также требованием . А это налагает ограничения на величины R_ОС, R_Ги U_Г, а именно

ОУ можно использовать для усиления сигнала без инвертирования (рис. 3.5.3):

рис. 3.5.3. Схема усилителя на ОУ без инвертирования.

 

Т.к. ток i ₊ = 0, то U₊ = U_Г

Далее, поскольку i _= 0, то соотношение между U_ и U_ВЫХопределяется делителем напряжения

 

U_ =

 

Но т.к. разность между U₊и U_ при наличии ОС близка к нулю, следовательно U₊= U_ или

 

U_Г =

или

U_ВЫХ =

 

Если сопротивление R₂очень большое, коэффициент усиления неинвертирующего усилителя близок к 1. Действительно, если и , то получим схему повторителя.

рис. 3.5.4. Схема повторителя на ОУ.

 

С помощью ОУ можно складывать и вычитать аналоговые сигналы

(рис. 3.5.5).

рис. 3.5.5. Схема суммирования сигналов.

 

Поскольку U₊= 0 (т.к. вход (+) заземлен), то U_ = U₊= 0. Два входных тока определяются по соотношениям:

 

I₁ =

 

₂ =

 

Т.к. вх одной то к I_ = 0, то по закону Кирхгофа для токов имеем:

 

_ОС = I₁ + ₂

Отсюда

U_ВЫХ = - R_ОС_ОС = - ()        (3.5.6)

Схема, осуществляющая вычитание приведена на рисунке 3.5.6.

рис. 3.5.6. Схема вычитания сигналов.

 

Сопротивление обратной связи R₃,подключенное к отрицательному входу, обеспечивает линейность режима работы. Отношение U₊и U₂определяется делителем напряжения на R₂и R₄.

U₊ =                     (3.5.7)

 

Вследствии линейности режима U_ = U₊можно найти

 

I₁ =

 

Т.к. входной ток равен 0, то ток I₃ = I₁ . Отсюда:

 

U_ВЫХ = U₊ - ()R₃        (3.5.8)

 

Подставляя (7) в (8) получаем:

 

U_ВЫХ =

 

Если R1 = R2 = R3 = R4, то

U_ВЫХ = U₂ - U₁.

Лекция № 23. Методики расчета основных схем на операционных усилителях.

 

План лекции.

 

1.     Методика расчета резисторов для суммирующих и вычитающих цепей;

2.     Методика расчета каскадов усилителей низкой частоты на операционных усилителях.

 

На рисунке представлена схема в общем виде с n входами на (+) и m на (-) ОУ (рис. 3.6.1)

рис. 3.6.1. Общая схема усилителя на ОУ.

 

U_ВЫХ = а₁U₁ + a₂U₂ + а₃U₃ + … + а_nU_n - (в₁U_n+1 + в₂U_n+2 + … + в_mU_n+m)

 

Рассмотрим методику расчета резисторов приведенной схемы усилителя:

1. Выбирается величина полного сопротивления нагрузки на входах ОУ. При сопротивлении R_Р = 5к хорошие частотные свойства и малый уровень наводок обеспечивается без заметного шунтирования источников входных сигналов.

2. Суммируются все положительные коэффициенты

3. Суммируются все отрицательные коэффициенты  и прибавляется единица (1 + ) = В

4. Если A > B, то цепь должна содержать резистор R_L (для получения усиления).

Если A < B, то цепь должна содержать резистор R₀(для получения ослабления).

При A = B резисторы R₀и R_Lне используются.

5. Рассчитываются R_ОС путем умножения большей величины (либо A, либо B) на R_Р (число, которое умножается на R_Р , наз. коэффициентом усиления с замкнутой петлей обратной связи) R_ОС = R_Р*mах(А, В)

6. R_L или R₀ рассчитываются путем деления R_ОС на абсолютное значение  или

7. Сопротивление остальных резисторов определяются путем деления R_ОС на соответствующий коэффициент:

R₁ = R_ОС/а₁...R_n+1 = R_ОС/в₁ и т.д.

 

  ПРИМЕР. На рис. 3.6.2 представлена схема вычитания сигналов.

рис. 3.6.2. Схема вычитания двух сигналов.

 

U_ВЫХ = U₁ - U₂

 

,

 

< (1+)

 

Возьмем R_Р = 5к

 

R_ОС= R_Р*(1 + ) = 10к

 

R₀ = R_ОС/(1 +  - ) = R_ОС = 10к

 

R₁ = 10к/1 = 10к, R₂ = 10к