3.15.2 Обработка сигналов с фазовой модуляцией

Внутриимпульсная фазовая манипуляция означает, что зондирующий импульс длительностью _и может быть представлен соприкасающимися и парциальными импульсами, каждый из которых имеет длительность _к = _и/n и сдвинут по фазе относительно предыдущего парциального импульса на определенный угол .

Аналитически ФКМ радиоимпульс записывается в виде:

U(t) = S·U_к(t)·exp j(t + _к), k = 1

где U_к(t) – амплитуда k-го парциального импульса;  – частота; _к – начальная фаза колебаний k-го парциального импульса.

Наиболее распространенной – противофазной – системе этот сдвиг равен 0 или p. В случае  = 0 двоичный код парциального импульса, будь то 0 (обозначается на рисунках (+)) или 1 (обозначается (–)), не меняется, а в случае  =  – меняется на обратный. Радиоимпульс, манипулированный согласно кода 0001101, показан на рис.3.101.

Рис.3.101

Оптимальный фильтр устройства обработки данных сигналов, подобно фильтру ЛЧМС, совершает операцию, обратную формированию зондирующего импульса: разрушает фазовую манипуляцию и сжимает импульс по длительности от _и до _к= _и/n. Сжатый импульс простой, и поэтому ширина его спектра определяется по формуле f '_сп= 1/_к. Такую же ширину спектра имеет фазоманипулированный сигнал, но если бы не было фазовой манипуляции, спектр был бы уже: f_сп= 1/_и. Следовательно, расширение спектра зондирующего излучения в n раз, осуществляемое в передатчике в результате внутриимпульсной фазовой манипуляции, позволяет во столько же раз сжать импульс во времени при оптимальной фильтрации в приемнике:

f 'сп/f_сп= (1/_к):(1/_и) = _и/_к= n.

Очевидно, что длительность _и нужно выбирать достаточно большой, чтобы при допустимой импульсной мощности передатчика обеспечить необходимый энергетический потенциал РЛС, а длительность _к следует принимать достаточно малой, чтобы удовлетворить требуемой разрешающей способности по дальности.

Один из возможных вариантов РЛС с зондированием пространства фазоманипулированными радиоимпульсами показан на рис.3.102. Колебания U₁ несущей частоты ЗГ передатчика усиливаются в одном из двух стробированных усилителей, затем в УМ и через антенный переключатель поступают в антенну в виде фазоманипулированных радиоимпульсов. Манипуляция осуществляется с помощью схемы формирования кода, которая запускается синхронизатором РЛС. Кодовые последовательности импульсов U₂, U₃ стробируют усилители так, что в интервалах времени _к с кодовым символом 0 открыт усилитель, не создающий фазового сдвига ( = 0), а при символе 1 – другой усилитель, сдвигающий фазу на  = . Это и позволяет получать в усилителе мощности и антенне радиоимпульсы с заданным кодом (00010).

Рис.3.102

Принятые радиоимпульсы через АП проходят в приемник и подвергаются оптимальной обработке на промежуточной частоте.

Линия задержки, через которую пропускается последовательность импульсов промежуточной частоты U₅, имеет отводы с интервалами _к. Чтобы сжать импульсы от _и до _к, нужно разрушить фазовую манипуляцию, т.е. производить декодирование в обратной последовательности кодированию: вместо 00010 скачки фазы должны следовать коду 01000. Соответственно к сумматору (S) подключены 1-й, 3-й, 4-й и 5-й отводы ЛЗ непосредственно, а 2-й – через фазовращатель на  (инвертор).

На временных диаграммах (рис.3.103) последовательности импульсов промежуточной частоты на входе (U₅, U₆, U₇, U₈, U₉) и выходе (U_s) сумматора показаны знаками (+), (–), чтобы сосредоточить внимание на начальных фазах парциальных импульсов. В задержанных на 2_к, 3_к, 4_к последовательностях U₇, U₈, U₉ знаки одинаковые, а задержанной на _к и повернутой по фазе на  последовательности U₆ – обратные по сравнению с входной последовательностью U₅, имеющей код 00010. Сумматор производит алгебраическое сложение импульсов в каждом кодовом интервале, и когда последний импульс кодовой последовательности U₅ входит в ЛЗ, то на выходе сумматора образуется прямоугольный импульс U_s с максимальной амплитудой, которая больше исходной в 5 раз.

В общем случае коэффициент сжатия равен числу кодовых интервалов n,т.е. в оптимальном фильтре длительность импульса уменьшается от _и до _к = _и/n и соответственно (в n раз) возрастает мощность сигнала.

На выходе фильтра получаются треугольные импульсы с пиковыми значениями, пропорциональными амплитудам соответствующих по времени импульсов U_s. Далее следует видеодетектор и выходное устройство РЛС, в котором осуществляются последетекторная обработка сигналов U₁₁ и измерение дальности с использованием опорного импульса U₁₂ синхронизатора РЛС.

Соотношение между максимумами главного и боковых временных лепестков зависит от закона модуляции зондирующего импульса. Наиболее пригодными оказались коды Баркера. В рассмотренных примерах использовались коды 0001101 и 00010 при n = 7 и n = 5 соответственно.

Рис.3.103

Таким образом, внутриимпульсная модуляция расширяет спектр излучения от f_сп = 1/_и до f '_сп, а оптимальный фильтр приемника разрушает внутриимпульсную модуляцию, сохраняя ширину спектра, и тем самым уменьшает длительность импульсов от _и до ^'_и = 1/f '_сп. Отличительной особенностью систем обработки широкополосных радиолокационных сигналов (ЛЧМС и ФКМС) является наличие фильтра сжатия, который включается после УПЧ, согласованного со спектром импульса и реализуется на ЛЗ с отводами.