Сигнали електрозв’язку- навчальний посібник з вивч
.pdf71
Т, на яких передаються канальні символи s13(t), s1(t), s3(t), s6(t), ... З рис. 5.2 вид-
но суть цифрової модуляції – це відображення блоків біт в імпульси- переносники.
Якщо М = 2, то сигнал s(t) – двійковий; якщо М > 2, то сигнал s(t) – бага-
топозиційний або багаторівневий.
b(t) |
|
|
|
|
|
|
n бит |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
0 |
1 |
1 |
|
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
1 |
1 |
0 |
1 |
1 |
0 |
0 |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
s(t) |
s11(t) |
|
|
|
s1(t) |
|
|
s3(t) |
|
|
s6(t) |
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
t |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рисунок 5.2 – |
|
|
|
|||||||||||||||||||
Схема перетворення ЦС в модульований сигнал |
При паралельно-послідовному передаванні каналом зв’язку одночасно
передаються декілька модульованих сигналів з послідовним передаванням, що розглянуте вище. Детально це питання розглянуте в підрозд. 5.7.
Нижче, якщо це не застережено, розглядається послідовне передавання. Тактовий інтервал Т є одним з основних параметрів, які характеризують
передавання ЦС каналом зв'язку. Зворотна величина називається тактовою ча-
стотою fт = 1/Т, Гц, а також швидкістю модуляції В = 1/Т, Бод або символьною швидкістю симв/с.
До основних параметрів також відноситься ширина спектра модульова-
ного сигналу. Вона залежить від швидкості ЦС R і ансамблю канальних симво-
лів {si(t)}. Задача вибору методу цифрової модуляції зводиться до вибору ансамблю канальних символів.
5.2 Вибір форми канальних символів
Розглядаючи ЦС з погляду передавання інформації, відзначимо, що інфо-
рмація відображена в амплітудах імпульсів, а не в їхній формі. Тому форму ім-
пульсу-переносника необхідно вибирати за спектральними й іншими характеристиками.
Показаний на рис. 5.1 ЦС в абсолютній більшості випадків не підходить для безпосереднього передавання навіть низькочастотними каналами зв’язку, насамперед, через його спектральні властивості. На рис. 5.1 елементарним сигналом, що використовується для подання символів, є П-імпульс. Нехай А(t) – П- імпульс амплітуди 1
А(t ) = 1, |
0 ≤ |
|
t |
|
|
≤ T |
2, |
(5.2) |
|
|
|
||||||||
|
|
|
t |
|
> T |
2; |
|||
0, |
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
символ 1 представляється імпульсом аА(t), а символ 0 – імпульсом з нульовою амплітудою. Для опису П-імпульсу в співвідношенні (5.2) заради обчислюваль-
72
них зручностей початок відліку часу вибрано посередині імпульсу. Знайдемо спектральну густину функції А(t):
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
T 2 |
|
|
sin πft |
|
|
|
|
|
|
||
|
|
S А ( jf ) = ∫ |
А(t )e |
− j 2πft dt = T |
. |
|
|
|
|
(5.3) |
||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
−T 2 |
|
|
πft |
|
|||||||
|
|
Амплітудний спектр функції А(t) визначається |
|
|||||||||||||||||||||
1 |
|
S А( f ) T |
|
|
S A ( f ) = T |
|
sin pft pft |
|
. |
(5.4) |
||||||||||||||
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
На рис. 5.2 наведено графік нормо- |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
0,5 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ваного амплітудного спектра SА(f)/Т. |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Спектр П-імпульсу зменшується вкрай |
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
повільно поза смугою частот, де зосере- |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
джена основна частка енергії імпульсу, – |
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
зі швидкістю 1/f. Якщо намагатися пере- |
||||||||
|
0 1/Т 2/Т 3/Т 4/Т 5/Т |
t |
||||||||||||||||||||||
|
давати каналом зв'язку П-імпульси зі |
|||||||||||||||||||||||
|
|
Рисунок 5.2 – Нормований |
|
збереженням їхньої форми, то смуга |
||||||||||||||||||||
|
|
спектр П-імпульсу |
|
пропускання каналу зв’язку повинна бу- |
||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ти значно більшою, ніж 1/Т. |
З метою |
економії смуги частот каналу зв’язку необхідно відмовитися від передавання
символів імпульсами П-подібної форми – імпульс аА(t) повинен мати згладжену форму. Справді, імпульс є переносником числа а, і при використанні імпульсів довільної форми, але з амплітудою а, досить зробити відлік амплітудного значення імпульсу, щоб визначити це число. Імпульсами згладженої форми можуть бути гауссовский імпульс, косинус-квадрат імпульс тощо.
Постає питання, а який імпульс кращий? Природно, що критерієм повинна бути мінімальна ширина спектра імпульсу. Але, чим вужчий спектр імпульсу, тим більша протяжність імпульс у часі. Ще раз підкреслимо, що після передавання імпульсу аА(t) каналом зв'язку буде взятий відлік його амплітудного значення, у якому відображена інформація. Оскільки в канал зв'язку імпульси надходять через інтервал Т, і відліки необхідно брати через цей інтервал, то не-
обхідно зажадати, щоб відліки переддії й післядії імпульсу були нульовим, а в ці- лому імпульс А(t) повинен задовольняти умові (вважаємо, що амплітудне зна-
чення імпульсу має місце в момент часу t = 0)
А(t ) = 1, |
t = 0, |
(5.5) |
0, |
t = kT , |
k = ±1, 2, ... |
Умова (5.5) називається умовою відліковості або умовою відсутності між-
символьної інтерференції (МСІ). У результаті дискретизації імпульсу А(t), що задовольняє умові (5.5), утворюється дискретний сигнал А(n) = ..., 0, 0, 1, 0, 0, ...
Спектральна густина цього дискретного сигналу визначається
∞ |
− jωnT =1×e− jω0T =1, |
|
|
Sд ( jw) = ∑ A(nT )e |
- ¥ < w < ¥ . |
(5.6) |
n=−∞
73
З іншого боку, спектральна густина дискретного сигналу є сума періодичних повторень із періодом 2π/T спектральної густини SА(jω) неперервного сигналу А(t), з якого отримано дискретний сигнал шляхом узяття відліків (ф-ла
(2.63а)):
|
( jω) = |
1 |
∞ |
|
Sд |
∑ |
|||
|
||||
|
|
T m=−∞ |
|
|
|
|
m |
|
|
S A |
j |
ω + 2π |
|
, − ∞ < ω < ∞ . |
(5.7) |
|
|
||||||
|
|
|
|
T |
|
Отже, необхідно знайти функцію SА(jω), при якій сума її періодичних повторень із частотою 2π/Т дає постійне значення, рівне 1. Це завдання легко вирішити, якщо накласти на функцію SА(jω) вимогу – вона повинна бути дійсною й мати косу симетрію навколо точки (Т/2, π/Т). Ця вимога описується рівністю
S A (ωн − ω) + S A (ωн + ω) = Т, 0 ≤ ω ≤ 2π T , |
(5.8) |
де ωн = π/Т – частота Найквіста.
Можна вказати нескінченну безліч функцій SА(ω), що задовольняють умові (5.8). На рис. 5.3 наведені приклади функцій SА(ω) з косою симетрією. Графі-
чно коса симетрія означає: якщо графік функції для значень ω > ωн повернути проти годинникової стрілки на 180° навколо точки симетрії (Т/2, ωн), то він
буде збігатися із графіком для значень ω < ωн.
З погляду формування імпульсу А(t) реальними фільтрами, які мають згладжений скат АЧХ, і відповідно згладженим буде скат спектра імпульсу, потрібно вибрати функцію SА(ω) виду рис. 5.3, в. Саме для функції виду рис. 5.3, в і побудований амплітудний спектр відліків імпульсу, що задовольняє умові відліковості (рис. 5.4): спектр відліків дорівнює 1, показані складові спектра (5.7) (штриховими лініями) зі значеннями m = –2, –1, 0, 1, 2.
SА(ω) |
SА(ω) |
|
|
|
SА(ω) |
|
Т |
Т |
|
|
|
Т |
|
Т/2 |
Т/2 |
|
|
|
Т/2 |
|
ωн |
ω |
|
ωн |
ω |
ωн |
ω |
а |
|
|
б |
|
в |
|
|
Рисунок 5.3 – Приклади функцій SА(ω) з косою симетрією |
|
||||
m = – 2 |
m = –1 |
Sд (ω) |
1 |
m = 0 |
m = 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
m = 2 |
–3 π/T |
–2 π/T |
– π/T |
0 |
π/T |
2π/T |
3π/T |
ω |
Рисунок 5.4 – Спектр відліків сигналу, що задовольняє умові відліковості |
|
74
Спектри імпульсних сигналів, що задовольняють умові відліковості (5.5),
називаються спектрами Найквіста. Їх позначають як N(f). Найчастіше спектр Найквіста описують функцією
T , |
|
|
|
|
|
|
0 £ |
|
f |
|
£ (1 - a) fн , |
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
н |
|
|
|
|
н |
|
|
|||||||||||
N ( f ) = 0,5T 1 |
+ sin |
p |
1 - |
|
|
|
|
|
, (1 - a) f |
|
|
< |
f |
< (1 |
+ a) f |
|
, |
(5.9) |
||||||
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||||
|
|
|
2a |
|
fн |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
³ (1 + a) f н . |
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
0, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
f |
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
де fн = 1/(2T) – |
частота Найквіста. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
a – коефіцієнт ската спектра сигналу, 0 ≤ α ≤ 1. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Залежність (5.9) називається „ піднятий косинус“. На рис. 5.5 наведені такі залежності для a = 0; 0,2; 0,5 i 1.
З рис. 5.6 видно, що ширина спектра імпульсу Fmax = (1 + a)fн, а мініма-
льно можлива ширина спектра дорівнює частоті Найквіста min[Fmax] = fн – це значення ще називають межею Найквіста. Таким чином, коефіцієнт a показує значення відносного розширення смуги частот сигналу в порівнянні з мінімаль-
но можливою смугою. Тому коефіцієнт a називають також коефіцієнтом розширення спектра сигналу. Таке розширення необхідно, тому що спектр формується фільтрами, а АЧХ реальних фільтрів мають перехідну смугу частот від смуги пропускання до смуги затримки скінченої (не нульової) довжини. Типові значення коефіцієнта a лежать у межах від 0,2 до 0,4.
Т |
|
|
|
|
|
N(f) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
α = 0 |
|
Т/2 |
|
|
|
0,2 |
|
|
|
|
0,5 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
0 |
|
|
|
|
|
0 |
0,5 |
1 |
1,5 |
f/fн |
2 |
|
Рисунок 5.5 – |
Спектри Найквіста |
|
||
|
за різних значень коефіцієнту скату спектра |
|
Функцію А(t) можна одержати як зворотне перетворення Фур’є від N(f)
А(t) = |
sin 2πfнt |
× |
cos 2παfнt |
. |
(5.10) |
|
|
||||
|
2pfнt 1 - (4afнt)2 |
|
75
Імпульси А(t) називають імпульсами Найквіста. При розрахунках графіків
імпульсів А(t) |
можуть виникнути невизначеності. Так, |
sin x |
= 1, коли x→0; |
||||
|
|||||||
|
cos 2παfнt |
|
π |
|
x |
||
|
= |
, коли 4αfн t→1. На рис. 5.6 показані графіки імпульсів А(t) для |
|||||
|
1 − (4αf |
t)2 |
4 |
||||
|
н |
|
|
|
|
|
|
α = 0; 0,5 і 1.
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
А(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
0,5 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
α = 1 |
|
α = 0,5 |
|
|
|
|
|
0 |
|
|
α = 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
–0,25 |
|
|
|
|
|
–4 T |
–3 T |
–2 T |
– T |
0 |
T |
2T |
3T |
t 4T |
|
|
|
Рисунок 5.6 – |
Імпульси Найквіста |
|
|
|
|
|
|
|
за різних значень коефіцієнту скату спектра |
|
|
Вище розглянуто вибір імпульсу, коли передавання може вестися низькочастотним сигналом (спектр примикає до нульової частоти). Якщо спектр по-
винен бути смуговим, |
то використовуються радіоімпульси A(t) |
|
2 |
cos(2πf0t) і |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
A(t) |
|
sin(2πf0t). Ці радіоімпульси можна |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 |
|||||
|
S(f) |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
розглядати як сигнали БМ, на основі чого |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
можна стверджувати, що їхні амплітудні |
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
спектри мають дві бічні смуги частот, які є |
|||||
|
|
|
|
|
|
f0 |
|
копіями спектра імпульсу A(t) (рис. 5.7). |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Якщо A(t) має спектр Найквіста, то смуга |
|||||
|
|
|
|
F |
|
|
|
f |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
частот |
радіоімпульсу |
визначається |
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
Рисунок 5.7 – Спектр радіоімпульсів |
F = 2(1 + α)fн. |
|
|
|
5.3 Амплітудноімпульсна модуляція
Модуляція називається амплітудноімпульсною, якщо канальними сим-
волами, які використовуються для формування модульованого сигналу, є низь-
кочастотні імпульси, тобто їхній спектр примикає до нульової частоти. Канальні символи описуються
si (t) = ai A(t), i = 0, 1, ..., M −1, |
(5.11) |
де А(t) – імпульс із певними часовими й спектральними характеристиками, максимальне значення якого дорівнює 1; щоб не було міжсимвольної інтерференції, імпульс А(t) повинен бути імпульсом Найквіста;
76
аі – коефіцієнт, що відображає інформацію.
Сигнали амплітудноімпульсної модуляції позначаються як АІМ-М, де М – число канальних символів.
Наочним поданням сигналів цифрової модуляції є сигнальне сузір’я (рис. 5.8 і 5.9). На сигнальному сузір’ї кожний з канальних символів відобра-
жається точкою, координатами точок є коефіцієнти, якими описуються ка-
нальні символи. У випадку сигналів АІМ-М кожний канальний символ описується лише одним коефіцієнтом аі, тому для подання сигналів АІМ-М використовується одновимірний простір – числова вісь. На рис. 5.8 показано сигнальне сузір’я сигналу АІМ-2. Також вказується модуляційний код, що встановлює
відповідність між двійковими символами й коефіцієнтами аі.
0 |
|
|
1 |
01 |
00 |
10 |
11 |
|
– а |
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
а |
–3 а |
– а |
0 а |
3а |
|||
|
|
|
|
|||||
Рисунок 5.8 – |
Сигнальне сузір’я АІМ-2 |
Рисунок 5.9 – |
Сигнальне сузір’я АІМ-4 |
На рис. 5.9 показано сигнальне сузір'я сигналу АІМ-4. Модуляційний код для сигналу АІМ-4 установлює відповідність між парами двійкових символів (n = 2) і коефіцієнтами аі. Ці пари також визначають номер канального символу – двійкові символи є записом номера канального символу у двійковій системі числення. Модуляційний код повинен бути кодом Грея – блоки з n біт, які відпо-
відають найближчим канальним символам, повинні відрізнятися лише в одному розряді. Код Грея мінімізує кількість помилкових біт у випадку виникнення помилки рішення про переданий канальний символ при демодуляції.
Як при АІМ-2, так і при АІМ-4 число а визначає енергії кожного з канальних символів і середню потужність модульованого сигналу.
Аналогічно розглянутим прикладам можна побудувати сигнальні сузір’я
для М = 8, 16, ...
Схему формування сигналу АІМ-М наведено на рис. 5.10. На вхід надходить ЦС, що підлягає передаванню. Кодер модуляційного коду (КМК) бере
n = log2M біт і видає коефіцієнти аі П-імпульсами тривалістю Т або менше. Із цих імпульсів формуючий фільтр (ФФ) виробляє імпульси аіА(t) – імпульси Найквіста в масштабі аі. Ця процедура повторюється на кожному тактовому інтервалі. Для різних значень М робота схеми відрізняється лише модуляційним кодом.
|
Кодер |
|
|
|
|
sАІМ-М(t) |
|
b(t) |
|
|
|
Формуючий |
|
||
|
|
модуляційного |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
фільтр |
|
|
|
|
|
коду |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Рисунок 5.10 – |
Модулятор сигналу АІМ-М |
|
|
Для отримання імпульсів Найквіста АЧХ ФФ описується виразом H(f) =
N(f)/SКМК(f), де SКМК(f) – амплітудний спектр імпульсів на виході КМК. Ширина спектра сигналів АІМ-М визначається шириною спектра імпульсів A(t). Оскіль-
ки Т = Тб log2M, то
|
|
|
|
|
|
|
|
77 |
F |
= |
|
1 + α |
= |
R(1 + α) |
. |
(5.12) |
|
|
|
|
||||||
АIМ−М |
|
|
|
2Тб log2 M |
|
2log2 M |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
5.4 Одновимірні смугові сигнали цифрової модуляції |
|
|||||||
У сигналів М-рівневої амплітудної модуляції (АМ-М) (М ³ 2) і двійко- |
||||||||
вої фазової модуляції (ФМ-2) канальними символами є радіоімпульси: |
|
|||||||
si (t) = ai A(t) |
|
|
cos(2πf0t ), |
|
i = 0,1, ..., M − 1, |
|
||
|
2 |
|
(5.13) |
де ai – число, що відображає n = log2M біт, що передаються символом si(t);
A(t) – функція, що визначає форму радіоімпульсів, її максимальне значення дорівнює 1;
f0 – частота радіоімпульсів.
Оскільки канальні символи відрізняються лише одним коефіцієнтом ai, то сигнальні сузір’я цих видів модуляції представляються в одновимірному прос-
торі, а самі модульовані сигнали називаються одновимірними. На рис. 5.11 на-
ведено сигнальні сузір’я сигналів ФМ-2, АМ-2 і АМ-4 із вказівкою модуляційних кодів.
0 |
|
1 |
0 |
1 |
01 |
00 |
|
10 |
11 |
– а |
0 |
а |
0 |
а |
–3 а |
– а |
0 |
а |
3а |
|
а |
|
б |
|
|
|
в |
|
|
Рисунок 5.11 – Сигнальні сузір’я сигналів: а – ФМ-2; б – АМ-2; в – АМ-4
Часові діаграми канальних символів, які розглядаються, наведені на рис. 5.12. Лише для наочності при побудові прийнято, що A(t) – П-імпульс тривалості, рівної тактовому інтервалу. Аналогічно розглянутому можна побудувати сигнальні сузір’я й часові діаграми для сигналів АМ-8, АМ-16 тощо.
s1(t) |
s0(t) |
s1(t) |
s0(t) |
s3(t) |
s2(t) s1(t) |
s0(t) |
3а |
|
|
||||
a |
|
a |
|
|
|
|
|
|
|
|
а |
|
|
|
t |
|
t |
– а |
|
t |
|
a |
|
|
–3 а |
в |
|
|
б |
|
|
|
||
|
Рисунок 5.12 – |
Часові діаграми послідовності канальних символів: |
|
|||
|
|
а – АМ-2; б – |
ФМ-2; в – |
АМ-4 |
|
|
Розглянемо спектр імпульсу-переносника A(t) 2 cos(2πf0t), на основі якого будуються канальні символи (5.14). Цей імпульс-переносник є сигналом аналогової БМ, і тому його спектр складається із двох бічних смуг, зосереджених біля частоти радіоімпульсу f0, яку можна вважати частотою несівного коливання. Бічні смуги частот є відображенням спектра імпульсу A(t). Отже, спектральні властивості кожного з канальних символів si(t) цілком визначаються функці-
78
єю A(t). Бічні смуги частот є копіями спектра Найквіста (рис. спектра сигналів АМ-М і ФМ-2 визначається:
DF = 2 fн (1 + a) = R(1 + α) . log2 M
5.13), а ширина
(5.14)
З виразу (5.14) випливає важливий висновок – збільшення числа позицій сигналу АМ-М при фіксованій швидкості сигналу R дозволяє зменшити ширину спектра канальних символів (5.14).
2S(f)/Т
1
0,5
f0 – fн |
f0 |
f0 + fн f |
f0 – fн(1+α) |
|
f0 + fн(1+α) |
Рисунок 5.13 – Спектри канальних символів АМ-М і ФМ-2
вачем R(рис. 5.14).
Розглянемо схему формування сигналів АМ-М і ФМ-2. З порівняння виразів (5.11) і (5.13) випливає, що у сигналів АІМ-М імпульспереносник A(t), а у смугових сигналів імпульс-переносник
A(t) 2 cos(2pf0t). Таким чином, схема формування одновимірних сму-
гових сигналів (модулятор) будується на основі схеми рис. 5.10 з доповненням генератором G несівного ко-
ливання 2 cos(2pf0t) і перемножу-
b(t) |
|
Кодер |
|
Формуючий |
|
|
|
sмод(t) |
|
|
модуляційного |
|
фільтр |
|
R |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
коду |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
G
Рисунок 5.14 – Модулятор одномірних смугових сигналів
Отже, на основі аналізу одновимірних смугових сигналів цифрової моду-
ляції стало очевидним, що назва методу модуляції вказує, яким параметром відрізняються канальні символи: АМ-М – М сигналів відрізняються амплітудами, ФМ-2 – два сигнали відрізняються початковими фазами (0 і 180°).
5.5 Двовимірні смугові сигнали цифрової модуляції
У сигналів М-рівневої фазової модуляції (ФМ-М) (М ³ 4) і М-рівневої амплітудно-фазової модуляції (АФМ-М) канальні символи описуються сумою косинусного й синусного радіоімпульсів:
si (t) = aсi |
2 |
A(t) cos 2πf0t + asi |
|
2 |
A(t) sin 2πf0t, i = 0, 1, ..., |
M −1, |
(5.15) |
де aci, asi – пари коефіцієнтів, |
що спільно відображають |
послідовність із |
|||||
n = log2M біт, що передаються канальним символом si(t); |
|
|
79
A(t) – функція, що визначає форму радіоімпульсів, її максимальне значення дорівнює 1;
f0 – частота радіоімпульсів.
Оскільки кожний канальний символ описується двома коефіцієнтами aci і asi, то сигнальні сузір'я цих видів модуляції представляються у двовимірному
просторі, а самі модульовані сигнали називаються двовимірними.
Сума косинусного й синусного радіоімпульсів однакових форм в (5.15) може бути замінена одним радіоімпульсом такої ж форми з амплітудним множником Аі й початковою фазою ϕi, що визначаються:
A = |
|
|
|
ϕ |
|
= −arctg |
asi |
, i = 0, 1, ..., M − 1. |
|
|
a 2 |
+ a 2 |
, |
i |
(5.16) |
||||||
|
||||||||||
i |
ci |
si |
|
|
|
aci |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Канальні символи сигналів ФМ-М мають однакові амплітудні множники Аі = а для всіх i, а їхні початкові фази ϕi відрізняються з кроком 2π/М. На рис. 5.15 наведені сигнальні сузір’я сигналів ФМ-4, ФМ-8 і ФМ-16 з вказівкою модуляційних кодів Грея.
Канальні символи сигналів АФМ-М відрізняються або амплітудними множниками Аі, або початковими фазами ϕi, або амплітудними множниками й початковими фазами одночасно. На рис. 5.16 наведено сузір’я 16-рівневої квадратурної амплітудної модуляції (КАМ-16). Сигнали КАМ-М є окремими випадками сигналів АФМ-М. До сигналів КАМ-М відносять сигнали АФМ-М, у яких точки сигнального сузір’я знаходяться у вузлах квадратних решіток. Така структура сузір’я надає певні зручності при демодуляції.
|
|
|
101 |
1010 |
1011 |
1111 |
|
|
|
|
|
||
10 |
11 |
100 |
111 |
1000 |
|
1110 |
|
|
1001 |
|
|||
|
|
|
|
|
1100 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
000 |
|
0001 |
|
1101 |
|
|
|
110 |
|
||
|
|
|
|
0000 |
|
0101 |
|
|
|
|
|
|
|
00 |
01 |
001 |
010 |
0010 |
|
0100 |
|
|
|
011 |
0011 |
0111 |
0110 |
|
а |
|
|
|
||
|
|
б |
|
в |
|
|
|
|
|
|
|
|
Рисунок 5.15 – |
Сигнальні сузір’я сигналів: а – |
ФМ-4; б – ФМ-8; в – ФМ-16 |
|||
0010 |
0110 |
1110 |
1010 |
На практиці використовуються наступні си- |
||
|
|
|
|
гнали КАМ-М: КАМ-4 (те ж саме, що ФМ-4), |
||
0011 |
0111 |
1111 |
1011 |
КАМ- 8, КАМ-16, КАМ-64, КАМ-256, КАМ-1024. |
||
|
|
|
|
Сигнали, описувані виразом (5.15), є сумою |
||
|
|
|
|
двох БМ сигналів з однаковими амплітудними |
||
0001 |
0101 |
1101 |
1001 |
спектрами, які |
визначаються |
спектром сигналу |
|
|
|
|
A(t). У випадку, |
якщо A(t) – |
імпульс Найквіста, |
0000 |
0100 |
1100 |
1000 |
амплітудний спектр кожної зі складових, а також |
||
їхньої суми, має вигляд, наведений на рис. 5.13. |
||||||
Рисунок 5.16 – Сигнальне |
Тому ширина спектра канальних символів у випад- |
|||||
|
сузір’я КАМ-16 |
|
|
|
80
ку ФМ-М і АФМ-М так само, як і у випадку АМ-М і ФМ-2, описується виразом
(5.14).
Розглянемо схему формування сигналів ФМ-М і АФМ-М. З порівняння виразів (5.15) і (5.13) випливає, що схема формування двовимірних смугових сигналів (модулятор) будується на основі схеми рис. 5.14 з доповненням другим підканалом ідентичної структури і суматором (рис. 5.17). КМК ставить у відповідність n = log2M вхідним бітам два П-імпульси з амплітудами aсi і asi; П- імпульси фільтруються ФФ, щоб одержати імпульси Найквіста; імпульси aсiА(t) і asiА(t) надходять на входи балансних модуляторів; отримані модульовані сигнали підсумовуються.
|
|
|
|
aсi |
|
Формуючий |
|
|
|
aсiA(t) |
|
R |
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
Кодер |
|
|
|
фільтр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
sмод(t) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
b(t) |
|
модуляцій- |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2 cos2πf0t |
|
+ |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
G |
|
|
|
|
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
ного коду |
|
|
|
|
|
|
2 sin2πf0t |
|
||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
asi |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
Формуючий |
|
|
|
asiA(t) |
|
R |
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
фільтр |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
Рисунок 5.17 – |
Модулятор двовимірних смугових сигналів |
|
|
|
|
Таким чином, знову переконалися, що назва методу цифрової модуляції вказує яким параметром (або якими параметрами) відрізняються канальні символи: ФМ-М – М сигналів відрізняються початковими фазами, АФМ-М – М сигналів відрізняються амплітудами й/або початковими фазами.
До двовимірних сигналів відносяться також сигнали двійкової частотної модуляції (ЧМ-2). З назви модуляції випливає, що канальні символи – це радіоімпульси, що відрізняються частотами:
|
|
s0 (t) = aA(t) |
|
|
cos(2p( f0 |
- Df |
2) t + j0 ), |
|
|
2 |
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
(5.17) |
|
|
s1 (t) = аA(t) |
2 |
cos(2p( f0 |
+ Df |
2) t + j1 ), |
|
де s0(t) – |
канальний символ для передавання символу 0; |
||||||
s1(t) – |
канальний символ для передавання символу 1; |
||||||
¦0 – |
середня частота радіоімпульсів; |
|
|
||||
Df – |
рознесення частот; |
|
|
|
|
|
|
A(t) – |
функція, що визначає форму радіоімпульсів, її максимальне значення |
||||||
дорівнює 1; |
|
|
|
|
|
||
а – |
коефіцієнт, що визначає енергію сигналів; |
j0, j1 – початкові фази імпульсів.
Для того, щоб при демодуляції радіоімпульси можна було розділити за умови, що їхньої фази j0 і j1 довільні, спектри радіоімпульсів s0(t) і s1(t) не повинні перекриватися. Якщо спектри сигналів не перекриваються, то такі сигнали ортогональні. Перейдемо до векторного подання канальних символів
|
|
i = ai ψ0 + bi ψ1 , |
(5.18) |
s |