1_SimpleAmplifier

Добавил:

Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Национальный исследовательский университет «МИЭТ»

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

на относительно потенциалам источника питания, т.е. должна быть

.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

05.06.2015

Размер:

258.01 Кб

Скачать

☆

Принцип работы простейшего усилителя напряжения

Оставаясь в рамках схем с постоянными параметрами, в качестве простейшего

(базового) усилителя исторически предложена единственная схема: последовательно соединенные резистор RL и управляемый источник питания (т.е. активный

элемент), на управляющий вход которого подается сигнал, который требуется усилить. Известным нам интегральным управляемым активным элементом является транзистор (в нашем случае МДП транзистор), имеющий в некотором диапа-

зоне характеристику, близкую к характеристике источника тока, то упомянутым управляемым источником питания является Источник Тока, Управляемый Напря-

жением (ИТУН). (см. Рис.1).

Очевидно, что для достижения наибольшего раз-

маха выходного сигнала VOUT, потенциал на выхо-

де в отсутствие переменного входного сигнала

VIN (т.е. «рабочая точка») должен быть VDDA/2.

Для простейшего усилителя это достигается соот-

ветствующей постоянной составляющей входно-

го управляющего напряжения V IN . При приложе-

нии ко входу ИТУН сигнала VIN

= VIN +VIN , ток IM

генерируемый в ИТУН, равен сумме постоянной и

переменной составляющих :

IM = I

+ IM . На-

пряжение V

на резисторе

изменяется на

Рис.2.1. Простейший

(базовый) усилитель.

величину gM ×

VIN , где gM

--- так называемая

крутизна ИТУН. Изменение напряжения VOUT на

резисторе RL, называемом резистором нагрузки, есть выходной сигнал, т.е.

VOUT

= IM × RL = gM ×

VIN × RL . Отсюда коэффициент усиления

Рис.2.2. Простейший МДП усилительный каскад

по напряжению KV равен:

KV = V~OUT = gM × RL . Потенциал верхнего

VIN

вывода резистора постоянен и равен VDDA , по-

этому увеличение VRL вследствие увеличения тока, генерируемого в ИТУН, происходит в сто-

рону VSSA , т.е. в отрицательную сторону по от-

ношению к VDDA . Поскольку увеличение тока ИТУН происходит вследствие увеличения

V IN , то усиление всегда происходит с инверси-

ей фазы.

Разумеется, роль ИТУН в простейшем усилителе выполняет МДП транзистор (Рис.2.2).

Если не учитывать конечную проводимость МДП транзистора в пологой области,

то увеличения коэффициента усиления можно достигнуть увеличением RL . Од-

нако это неизбежно ведет к необходимости увеличения V RL и, следовательно,

напряжения питания.

Концепция активной нагрузки (Рис.2.3) позволяет преодолеть этот недостаток.

Активная нагрузка – это применение в качестве нагрузки вместо – транзистора противоположного типа проводимо-

сти в режиме источника постоянного тока.

На Рис. 2.4 изображены совместно ВАХ N- канального входного транзистора и Р-канальной на-

грузки.

Из рисунка 2.4 очевидно, что применение в нагрузке

каскада обыкновенного резистора такой же величины, как величина дифференциального сопротивления активной нагрузки, требует в несколько раз большего напряжения

питания.

Рис.2.3. Простейший КМДП каскад с активной нагрузкой

Рис.2.4.	Совместная ВАХ N-канального входного транзистора
	и Р-канальной нагрузки

Через оба МДП транзистора течет режимный ток I , величина которого определяется в точке пересечения ВАХ N и Р транзисторов. Ток I задаётся напряжением VP

смещения на затворе Р транзистора. В простейшей схеме на Рис. 2.3 напряжение

V ВХ задаётся простой подгонкой. В практических задачах V ВХ формируется автоматиче-

ски с помощью токового зеркала (см. Рис.2.5).

Примечание. Комбинация двух транзисторов, в которой потенциал с диода, сформиро-

ванного из одного транзистора (N2 на рис. 2.5), подается на затвор другого транзистора (N1 на рис. 2.5), работающего генератором тока, называется токовым зеркалом.

Назначение токового зеркала – в генерации тока, равного по величине или пропорционального току, протекающего через диод, однако истекающего из другого полюса источника питания.

(Резистор R подводит к затвору Nmos1

входное смещение Vвх= = V A ; конденса-

тор СФ вместе с резистором R образу-

ют ФНЧ и отфильтровывают перемен-

ную составляющую в узле В с целью уменьшения величины нежелательного

изменения потенциала VA; СВХ – паразитная входная емкость каскада).

Рис.2.5. Каскад с активной нагрузкой (N1 и Р1) и постоянными смещениями на затворах с помощью токовых зер-

кал.

Определим метод инженерного расчета напряжения на МОП диоде (на Рис.

2.5 - это транзистор N2), через который протекает ток, генерируемый транзистором Р2. Ток, протекающий при некотором превышении над порогом (VЗИ-VТ), складывается из граничного тока IГР, который протекал бы на границе крутой и пологой областей

идеального MOST (модель Шичмена-Ходжеса) при той же величине (VЗИ - VТ), и добавки

∆ I , всегда существующей ввиду увеличения тока стока в пологой области в зависимости

от напряжения VСИ между стоком и истоком. Реальность для правильно спроектированного MOST такова, что ∆ I составляет небольшую долю (как правило меньше 2 … 10%) от

IГР, поэтому вполне правомерно пренебречь величиной ∆ I при инженерной (предвари-

тельной) оценке статического состояния схемы, т.е. для этой цели принимают I=IГР.

		Рис. 1.5. ВАХ идеального (пунктир) и реального
		(сплошная линия) МОП транзисторов.
		(сплошная линия) МОП транзисторов.
	I	Прежде чем рассмотреть схему на рис. 1-4,


Iгр		Итак, пусть на рис. 1-4 через N2 идет ток IN2, генери-
Iгр		руемый транзистором Р2, т.е. IN2=IР2.Аналогично
		IN=	1 = IP1 .С учётом изложенных выше замечаний,:
		IN=	1 = IP1 .С учётом изложенных выше замечаний,:

(V −V

)2 . Следовательно

2IN 2

A TN

β N 2

. Пусть транзистор Р1 во всём одинаков с

транзистором Р2, а N1 - с N2. Тогда очевидно, что I ГР= . Р 1 , генерируемый в Р1, равен

I = . Аналогично: I = = I = . Принимая во внимание конечность дифференциального

ГР . Р 2 ГР . N 1 ГР . N 2

сопротивления в пологих областях всех MOST ясно, что I N= 1 совпадает с IР1 не на всём

протяжении пологих участков, что было бы, если бы N1 и Р1 были идеальными, а в одной

точке, как на рис. 1-3В. Также можно утверждать, что VВЫХ= = VA .

Итак, имеем усилитель, на затворе которого при CP >> CВХ и при

1		<< RФ , (ω	MIN = 2π f MIN ) , нижней частотной границе входного сигнала VВХ, подаётся
1
	ω MIN C P

почти вся величина входного сигнала.

Из рассмотрения рис. 1-7 очевидно, что каскад с активной нагрузкой на транзисторах N1 и Р1 должен иметь следующие особенности: 1.Рабочая точкаVВЫХ= должна быть симметрич-

Условные точки VГР. N и VГР.Р перехода ВАХ из пологих областей в крутые должны быть, вопервых, симметричны относительно VDD и, во-вторых, быть как можно ближе к потенциа-

лам питания.							Чтобы удовлетворить требованиям п.1, необходимо слегка изменить VB, т.е.
VB ≡ VВХ= = VA + VCM							, где VСM – напряжение смещения нуля. Если дифференциальное
сопротивление RCИ в пологой области MOST принять не зависимым от VCИ, то, очевидно,
				V DD		− V A		, где К – к-нт усиления каскада при V=		=V . Практически способы

	V CM	=	2				0		ВЫХ	A
					K 0

уменьшения VCM будут узложены в дальнейших лекциях.
	Для выполнения требований П.2 необходимо, во-первых, чтобыβ N1 = β P1 и β N 2 = β P 2 . Во-
вторых, чтобы величины V ГР . N									и V ГР . Р были малы, необходимо, чтобы наибольшим было
превышение над порогом (V=									−V ) .
								P	TP

К-нт усиления каскада K0 = gN1(RСИ.N1 // RСИ.Р1) - (это соотношение строго будет выведено в

следующей лекции).

Желание увеличить K0 согласуется с желанием иметь как можно больший диапазон изменения VВЫХ~ путём уменьшения превышения над порогами транзисторов N1 и P1.

Разберёмся с этим утверждением подробнее.

Известно, что х-ки MOST в пологой области в наибольшей степени определяются

активным каналом, занимающим часть пространства между стоком и истоком. Напряжение на нем приблизительно равно (VЗИ-VТ). Чем меньше (VЗИ-VТ) и в меньшей степени VCИ, тем меньше и поперечное, и продольное поля в канале, оба уменьшающие подвижность

ЭФФ. носителей. Например, для достаточно точной модели MOST уровня LEVEL=3,

µ =

;

+ THETA(VЗИ −VТ )

ЭФФ =

1 +

СИ

LЭФФ

MAX

THETA-экспериментально определяемый параметр;

LЭФФ- эффективная длина канала;

VMAX- максимальная скорость дрейфа носителей;

Для NMOST →

THETA 0,27 (1

); для.

Например, для (VЗИ −VT ) = 0,2(B) →

ЭФФ 0,95 0 , т.е. подвижность в канале практически равна

максимальной. Таким образом, при величине (VЗИ-VТ), равной долям вольта и при изменении на десятки или единицы сотен милливольт, подвижность можно считать

постоянной: ЭФФ= 0 . В этом случае зависимость IC от VЗИ для правильно (!!!) сконструи-

рованного MOST хорошо описывается выражением Шичмена-Ходжеса (что мы и

использовали до сих пор). Это выражение было выведено для MOST с длинным каналом. К счастью, при малых (VЗИ-VТ), даже для короткоканальных MOST зависимость RCИ от

режимного тока I такая же,как и у длинноканальных:	RCИ ≈	1	. Крутизна же g ≈ I . Следова-
	RCИ ≈	I
		I

тельно K	0	= g	N1	(R		// R		) ≈ 1 ≈	1 . Конечно же, при малых (VЗИ-VТ) и малых режимных
				СИ.N1			СИ.Р1	I	VЗИ − VT

токах быстродействие каскада мало ввиду										малой крутизны N1.Однако можно радоваться
тому факту, что в аналоговых ИС возможности MOST используются полностью (вви-
ду ЭФФ≈ 0		при малых значениях VЗИ-VТ) в отличие от цифровых ИС, где из-за большой
величины (VЗИ-VТ) и ограничения скорости носителей быстродействие растёт уже не
пропорционально						1	, а пропорционально			1	.
					L2					L

Соседние файлы в папке PDF

#
05.06.2015258.01 Кб761_SimpleAmplifier.pdf
#
05.06.2015192.66 Кб732_SmallSignalCirCMOSAmp.pdf
#
05.06.2015252.74 Кб753_TransferFunctrion_OpAmsApps.pdf
#
05.06.2015363.2 Кб734_SC_Types.pdf
#
05.06.2015325.91 Кб745_ARC_SC_Biquad.pdf
#
05.06.2015404.43 Кб736_Noises.pdf