Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:патенты / Сборник патентов_13002
.pdf
в наиболее благоприятных диапазонах их характеристик.
Использование согласующей цепи B для соединения первой и второй ламп, имеющей нерегулируемую
вторичную цепь, обеспечивает ряд преимуществ, не внося серьезных недостатков, поскольку приемник
снабжен достаточным количеством регулируемых цепей в других точках цепи для обеспечения желаемой
степени общей избирательности.
Во-первых, отсутствие настроечного конденсатора во вторичной цепи трансформатора Т3 позволяет вставить
в этом месте второй элемент регулировки громкости 125 R4. Регулятор громкости RJe по необходимости
вносит в вторичную цепь определенную фиксированную емкость, эквивалентную примерно шести или более
микромикрофарадам, при увеличении частоты на 130 Гц. Благодаря правильному подбору элементов K2-R,
автоматическое уменьшение сопротивления этого импеданса с частотой может быть использовано для
существенной компенсации присущего резонансному контуру 82-C увеличения сопротивления с частотой, так
что результирующее эффективное сопротивление этого контура остается практически постоянным во всем
частотном диапазоне, что, конечно же, приводит к соответствующей постоянной степени избирательности в
полосе настройки.
В схеме типа tvpe, показанной на рисунке 2 под номером A, емкостная связь K1 может использоваться или не
использоваться и может быть расположена таким образом, чтобы либо усиливать, либо противодействовать
прямой емкостной связи, обусловленной конденсатором K2, либо может быть выполнена таким образом,
чтобы усиливать или противодействовать магнитной связи PO-S2, либо могут использоваться исключительно
емкостные связи, в этом случае катушки P2 и S могут быть расположены таким образом, чтобы не
обеспечивать магнитной связи между ними.
В антенной цепи используется переменное сопротивление R1, соединенное параллельно с первичной
обмоткой трансформатора T1.
Это сопротивление представляет собой регулятор громкости для настройки интенсивности сигнала,
подаваемого на приемник.
Поместив двухрезонансный контур А между антенной и первой лампой усилителя, можно выбрать желаемый
сигнал с такой высокой степенью избирательности, что система станет практически непрозрачной для
нежелательных посторонних сигналов, одновременно выбирая желаемый сигнал с минимальным затуханием,
тем самым предотвращая эффекты интермодуляции.
Теперь обратимся к первой из межкаскадных согласующих цепей. На рисунке 1 выходная цепь первого
радиочастотного усилителя V1 соединена с входом второго такого усилителя V2 через согласующую цепь B,
включающую ненастроенный трансформатор T3, первичная обмотка которого подключена к анодной цепи
усилителя V1, а вторичная обмотка — между сеткой 0 и катодом усилителя V2.
Трансформатор Т3 сконструирован таким образом, чтобы иметь практически плоскую характеристику
усиления напряжения в диапазоне перестройки. С этой целью катушки изготовлены таким образом, что
распределенная емкость между витками обеспечивает естественную периодичность в пределах диапазона
настройки. Трансформатор дополнительно сконструирован таким образом, чтобы обеспечивать небольшое
повышение напряжения между первичной и вторичной обмотками, а также иметь не слишком высокую
взаимную индуктивность между обмотками, при этом магнитная связь такова, что на резонансных кривых
появляются два пика, расположенные соответственно вблизи верхнего и нижнего пределов диапазона
настройки CO. С помощью трансформатора WindA 381,539, так что если бы в этой точке в цепь был
подключен настроечный конденсатор, минимальная мощность этой цепи превысила бы мощность других
резонансных цепей на величину мощности элемента регулировки громкости. Это потребовало бы увеличения
емкости всех остальных цепей выбора до того же минимального уровня, а также использования более
крупных и дорогих переменных конденсаторов, чем это необходимо при показанной схеме, поскольку
диапазон настройки, охватываемый переменными конденсаторами, определяется соотношением
максимальной и минимальной емкости.
Если минимальная пропускная способность увеличивается, то максимальная пропускная способность должна
быть увеличена в соотношении квадратов верхнего и нижнего пределов частоты, чтобы охватить заданный
диапазон настройки. Это, разумеется, означало бы, что переменные мощности должны быть сконструированы
таким образом, чтобы их максимальная мощность была значительно больше, чем требуется при показанной
схеме.
Схема связи C, соединяющая выход лампы V с входом лампы V, может быть спроектирована таким образом,
чтобы обеспечить практически постоянное усиление напряжения и избирательность в диапазоне
перестраиваемых частот. Разделительный трансформатор Т включает в себя первичную обмотку с высокой
индуктивностью P и обмотку с низкой индуктивностью P, имеющую относительно небольшое количество
витков, причем обе обмотки магнитно связаны со вторичной обмоткой S. Первичная обмотка P1
зашунтирована емкостью K, так что цепь K3-P имеет естественную периодичность ниже, но не намного ниже,
чем самая низкая частота в диапазоне настройки. Схема К-? Таким образом, в диапазоне настройки
происходит емкостная реактивность, в результате чего по мере увеличения частоты настройки все меньший и
меньший процент общего сигнального тока, протекающего в выходной цепи лампы V, будет протекать через
обмотку PI, тем самым фактически автоматически уменьшая связь между обмотками pi и S по мере
увеличения частоты настройки 50.
Обмотка P2 соединена с цепью K,-P_1 таким образом, что магнитные эффекты двух первичных обмоток на
вторичную цепь суммируются. Поскольку связь между первичной обмоткой P2 и вторичной обмоткой S
остается практически постоянной в заданном диапазоне частот, в то время как связь между обмотками i и S
автоматически уменьшается с увеличением частоты, отношение напряжения во вторичной цепи к напряжению
в первичной цепи будет возрастать с частотой, но со скоростью, которая контролируется разработчиком и
может быть сделана такой, чтобы обеспечить сохранение усиления.
практически постоянно изменяется при изменении частоты или увеличивается с частотой с желаемой
скоростью.
Емкость K3 предпочтительно невелика и в некоторых случаях может включать распределенную емкость
обмотки P и емкость между анодом и катодом трубки V. Однако в таких случаях необходимо изготовить
обмотку P особым способом, чтобы увеличить ее распределенную емкость, например, используя бобину
длиной полдюйма или более и наматывая на нее витки обмотки P послойно.
Первичная обмотка P с меньшей индуктивностью содержит относительно небольшое число 80 витков,
которые могут быть намотаны непосредственно на низкопотенциальный конец основы, поддерживающей
вторичную обмотку S, или же они могут быть намотаны непосредственно на низкопотенциальный конец
вторичной обмотки, но отделены от него тонким листом изоляционного материала, такого как лакированная
ткань или целлулоид. Предпочтительно располагать витки обмотки P2 таким образом, чтобы они имели тот же
шаг, что и витки вторичной обмотки S под углом 90 градусов, поскольку таким образом уменьшается
распределенная емкость между двумя обмотками.
Вторичная обмотка S настраивается на резонанс с помощью переменного конденсатора 95I 03 и включает в
резонансную цепь конденсатор K4, зашунтированный сопротивлением R. Импеданс K4-1R3 обеспечивает
более высокое сопротивление низким частотам, чем высоким. Благодаря правильному выбору величин K и R,
величина сопротивления, вводимого в настроенный контур, может автоматически изменяться в широком
диапазоне в зависимости от частоты настройки, так что это позволяет расширить ширину резонансной полосы
или увеличить коэффициент мощности контура на низких частотах, не оказывая существенного влияния или
оказывая лишь незначительное влияние на коэффициент мощности в высокочастотном диапазоне. Таким
образом, можно обеспечить практически любое желаемое соотношение резонансных полос на двух концах
диапазона настройки. Результаты как измерений, так и вычислений показывают, что при использовании
вторичной цепи с коэффициентом мощности около 1% максимальный эффект расширения спектра возникает,
когда сопротивление R в омах примерно того же порядка, что и реактивное сопротивление 120 кОм в
микрофарадах.
Естественная емкость B, существующая между первичной обмоткой P и вторичной обмоткой S
трансформатора T.1, может быть организована таким образом, чтобы усиливать или противодействовать
магнитной связи между обмотками и, таким образом, усиливать или ослаблять эффекты магнитной связи по
мере увеличения частоты настройки.
Рисунок 8 иллюстрирует результаты 130 6 381,539, имеющие ту же ширину, что и кривая 1. Ширина полос H и
I в резонансе, разумеется, рассчитана таким образом, чтобы обеспечить практически равномерную частотную
характеристику с минимальным затуханием в пределах основных 70 полос звуковых частот, что эквивалентно
половине или одному каналу по обе стороны от точного резонанса. При значительных отклонениях от точного
резонанса, например, при шести или семи каналах, кривые отклика не совпадают и, фактически, не совпадают
с тем, что показано в верхних частях кривых H и I. Кривые в этой области имеют обычный характер, при этом
кривая H в этой области уже, чем кривая I, из-за меньших потерь на более низких частотах.
Что касается второго метода получения равномерной селективности в диапазоне настройки,
осуществляемого путем введения 85 диссипативного импеданса Ky-Ry (рис. 9) в резонансный контур, то
результирующее искусственное расширение резонансной полосы на более низких частотах обеспечивается
фактическим увеличением 90 эффективного коэффициента мощности трансформатора, что приводит к
расширению резонансной кривой по всей ее протяженности на таких частотах; так что если резонансные
кривые для верхнего и нижнего 95 частотных пределов настройки совпадают на расстоянии одного канала от
точного резонанса, то они будут иметь одинаковый порядок величины, удаленные от резонанса на шесть или
семь каналов.
Таким образом, как видно из рисунка 10, эта резонансная кривая для настройки на более низких частотах
будет совпадать с кривой I для более высоких частот. Это различие отражает небольшую разницу в рабочих
характеристиках схем, показанных на рисунках 7, 105 и 9, хотя конечный результат будет примерно
одинаковым для обеих схем в отношении приема или устранения боковых полос.
Для соединения выходного контура лампы V3 с входным контуром четвертой лампы используется
двухрезонансный контур D 110.
Выходная цепь лампы V3 содержит двойную первичную цепь так называемого трансформатора Т с
равномерным усилением 115, который по рабочим характеристикам аналогичен трансформатору Т4,
рассмотренному выше. Первичная обмотка P1 с высокой индуктивностью настраивается с помощью
резистора K120 с фиксированной емкостью, подключенного параллельно, на частоту ниже, но не намного
ниже самой низкой принимаемой частоты.
Первичные обмотки P1 и P2 соединены таким образом, что во вторичной цепи возникают аддитивные
эффекты. Магнитная связь между двумя первичными обмотками и вторичной обмоткой подобрана таким
образом, чтобы обеспечить желаемый наклон кривой усиления в зависимости от частоты, достигаемый с
помощью схем связи, таких как схема C, причем эти кривые по своему диапазону аналогичны кривым на
рисунке 6. Кривые на рисунке 8 представляют результаты лабораторных измерений с использованием схемы,
показанной на рисунке 9.
Кривая M3 показывает усиление напряжения, измеренное от входной секции лампы V до входной секции
лампы Vy при условии короткого замыкания диссипативного импеданса Ky-Ry; тогда как кривая M
представляет собой соответствующую кривую без короткого замыкания, т.е. с импедансом Ky-Ry, включенным
во вторичную цепь, как показано на рисунке 9. Кривые N3 и N4 показывают зависимость ширины полосы
резонанса на половине амплитуды от частоты, измеренную на конденсаторе Ca, для условий, когда Ky-Ry
закорочен и включен во вторичную цепь соответственно. Из этих кривых видно, что при правильном
проектировании получается схема связи, обеспечивающая практически равномерную чувствительность и
избирательность во всем диапазоне настройки.
Как видно из сравнения рисунков 7 и 9 и соответствующих кривых на рисунках 6 и 8, описаны два отдельных и
различных типа цепей связи, обеспечивающих равномерную селективность во всем диапазоне настройки.
Схема на рисунке 7 представляет собой структуру, в которой пара настраиваемых цепей соединена каскадно.
Равномерная избирательность обеспечивается за счет организации характеристики усиления всего
устройства и эффективной связи между настраиваемыми цепями таким образом, чтобы в низкочастотном
диапазоне обеспечивалась избыточная связь, а в высокочастотном диапазоне — недостаточная связь. На
практике это приводит к тому, что резонансная кривая для низкочастотного диапазона искусственно
расширяется в области резонанса на 5–10 килогерц по обе стороны от точной резонансной частоты, но при
этом следует обычной резонансной кривой, удаленной на несколько каналов от резонансной частоты. На
более высоких частотах настройки полная резонансная кривая, разумеется, имеет обычную форму.
Этот момент иллюстрируется кривыми на рисунке 10, где кривая I показывает частотную характеристику цепи
связи при настройке на частоту, близкую к верхнему пределу частоты.
В то время как кривая H показывает результаты настройки вблизи низкочастотного предела. Вследствие
эффекта чрезмерно оптимальной связи, кривая H имеет хорошо известный двойной горб в области
резонанса, что, таким образом, расширяет полосу резонанса до субстанта381,539. Вторичная обмотка S
настраивается на резонанс с помощью конденсатора C4 переменной емкости, подключенного между землей и
высоковольтным концом вторичной обмотки S, при этом низковольтный конец вторичной обмотки соединен с
землей через низкоиндуктивную первичную обмотку P3 трансформатора T6. Вторичная цепь трансформатора
Т5 связана как электростатически посредством емкости K, проходящей между точками высокого потенциала
вторичных обмоток S и S2, так и электромагнитно посредством взаимной индуктивности, существующей
между обмотками P и S2.
Если для диапазона настройки требуется практически равномерное соотношение резонансных полос, то
емкостную связь K5 можно расположить таким образом, чтобы она противодействовала магнитной связи, а
две связи в совокупности можно расположить так, чтобы обеспечить оптимальную или чуть более высокую
связь для самой низкой принимаемой частоты. Магнитная связь должна преобладать во всем диапазоне
значений. Затем, благодаря емкостной связи, противодействующей магнитному поле, результирующая связь
будет уменьшаться по мере увеличения частоты настройки; тем самым уменьшая воздействие одного
резонансного контура на другой, что делает настройку более резкой с увеличением частоты. Этот эффект
противодействует естественной тенденции резонансной кривой к расширению на верхнем пределе частоты, в
результате чего ширина полосы резонанса остается примерно одинаковой во всем частотном диапазоне. Для
обеспечения практически равномерного усиления напряжения в согласующем контуре D в диапазоне
настройки 40° необходимо, чтобы трансформатор T5 был сконструирован таким образом, чтобы усиление
напряжения для этого трансформатора увеличивалось с частотой настройки, как показано на кривой M1 на
рисунке 6, до степени 45°, необходимой для компенсации снижения эффективности передачи энергии от
первого ко второму резонансному контуру из-за автоматического уменьшения связи между ними.
Схема связи E, соединяющая выход лампы V с входом детекторной лампы V, по конструкции и принципу
действия аналогична схеме связи -c, описанной выше. Он включает в себя трансформатор с равномерным
коэффициентом усиления Т7, имеющий первичную обмотку P с высокой индуктивностью, настроенную с
помощью шунтирующей емкости K на частоту ниже диапазона, и первичную обмотку P с низкой
индуктивностью. Обе первичные обмотки магнитно связаны в аддитивном смысле с резонансным вторичным
контуром, содержащим последовательно настроечный конденсатор 06, вторичную обмотку S и
фиксированную емкость K6, шунтированную сопротивлением 16 для (5) регулировки ширины полосы
резонанса.
Схема связи E предпочтительно выполнена таким образом, чтобы иметь более высокое усиление по
напряжению, чем схема, расположенная непосредственно перед ней, для того, чтобы мощные локальные
сигналы с низким процентом модуляции не перегружали лампу, расположенную перед этой схемой, до
получения полного выходного сигнала от силовой лампы.
Такое состояние весьма вероятно в тех случаях, когда детектор работает непосредственно с силовыми
лампами. По той же причине желательно, чтобы схема связи E была спроектирована для равномерного
усиления, особенно когда лампа, предшествующая детекторной лампе V,5, работает вблизи точки перегрузки.
Детекторная трубка V5 представляет собой сетчатую лампу с экраном 80, работающую в режиме
самосмещения благодаря соединению катода с землей через резистор 13, что в значительной степени
минимизирует перегрузку самого детектора. Выход детектора 8atube V. по схеме F соединен с входом первого
усилителя звуковой частоты V. Схема F включает в себя резистивную согласующую сеть, состоящую из
резисторов R7 и R8, входящих в анодную и сеточную цепи ламп V и V6 соответственно, причем
высоковольтные выводы резисторов подключены через блокирующий конденсатор K7, а низковольтные
выводы — через землю и цепь питания батареи.
Между выходным каскадом лампы V и резистором R7 расположен фильтр нижних частот, включающий
последовательно соединенную катушку радиочастотного дросселя L1 и параллельный конденсатор K8,
который служит для устранения радиочастотных токов из выходной цепи.
Высокочастотный аудиофильтр 105, включающий последовательно соединенные конденсаторы K и
параллельно соединенные резисторы R9, служит для формирования частотной характеристики системы
путем уменьшения амплитудно-частотного отклика в сторону низких частот. Представленный фильтр 110
показан лишь для иллюстрации используемого метода формирования частотной характеристики звука. В
некоторых случаях для получения желаемой частотной характеристики может быть целесообразно
использовать фильтр верхних частот или даже полосовой фильтр.
- В приемных системах, обычно имеющих стандартную конструкцию и включающих в себя обычные типы
согласующих цепей для соединения 120 радиочастотных каскадов, ширина резонансной полосы
увеличивается с частотой настройки из-за увеличения с частотой эффективного сопротивления настроенных
контуров, что приводит к соответствующим 125 изменениям с частотой ширины передаваемых боковых полос.
Если избирательность такова, что передача осуществляется на более низких частотах (настройка полосы
пропускания, соответствующей основному диапазону звука381,539), то результаты, подобные показанным на
рис. 11, достижимы только там, где, как в настоящем изобретении, селективные сети обеспечивают
практически равномерную ширину резонансной полосы пропускания по всему диапазону настройки.
Радиочастотный усилитель в целом может быть спроектирован несколькими способами в зависимости от
условий эксплуатации.
Предположим, например, что необходимо использовать резонансные контуры, имеющие характеристики,
примерно соответствующие тем, которые обычно применяются в вещательных приемниках с коэффициентом
мощности около 1%. Тогда, расширив полосу резонанса отдельных каскадов в низкочастотном диапазоне,
оставив полосу резонанса в высокочастотном диапазоне практически неизменной, отношение частот во всем
диапазоне останется постоянным. Если бы использовалось обычное количество из 85 трех- или четырех
настроенных контуров, это расширение резонансной полосы могло бы ухудшить общую селективность, но при
использовании катушек с коэффициентом мощности 1% будет задействовано большее количество из 90
настроенных контуров, чем это было принято ранее, поэтому таким образом можно обеспечить желаемую
общую селективность.
При использовании большого количества настроенных контуров 95 теория и эксперимент показывают, что пик
резонансной кривой может быть довольно широким, в то время как при условиях, слегка отклоняющихся от
резонанса, его края очень крутые. Крутизна боковых сторон резонансной кривой (как и в низкочастотном
диапазоне современных коммерческих приемников) приводит к ослаблению боковых полос, так что для более
высоких звуковых частот отклик очень слабый. 10,5 Это нежелательное состояние может быть полностью или
частично исправлено настоящим изобретением, поскольку ширина резонансной полосы становится
равномерной в диапазоне настройки описанным выше способом, и 110 ослабление, возникающее на более
высоких звуковых частотах, может быть компенсировано в аудиосистеме либо путем уменьшения
характеристики усиления аудиосистемы в низкочастотном диапазоне, например, путем промежуточного 11,5
расположения цепи фильтра верхних частот на выходе детектора, либо путем увеличения высокочастотного
отклика.
Настоящее изобретение может быть успешно реализовано при использовании обычного количества из трех,
четырех или пяти настроенных контуров с применением настроенных резонансных контуров с
коэффициентом мощности ниже 1 %.
Этого можно добиться, используя катушки большего диаметра, чем обычно используемые в настоящее время
(125), и наматывая вторичные индуктивности проволокой большего сечения с большим расстоянием между
витками, или используя радиочастотный кабель вместо сплошной проволоки. Таким образом, можно
уменьшить коэффициент мощности на частотах 130, тогда на более высоких частотах настройки
передаваемая полоса пропускания будет настолько широкой, что будут появляться посторонние сигналы от
станций, работающих на длинах волн, отличных от желаемой.
Если же, с другой стороны, схемы выбора частот предназначены для передачи основного диапазона
слышимых частот при настройке на верхний частотный предел, то при настройке в сторону нижнего
частотного предела будет происходить ослабление или подстройка боковых полос из-за повышения
избирательности, что приведет к подавлению воспроизводимых звуковых эффектов более высоких частот в
звуковом диапазоне. Последнее условие не может быть эффективно смягчено путем изменения
характеристик звуковой части приемника для компенсации затухания боковых полос, вызванного изменением
величины такого затухания в зависимости от частоты.
Однако в настоящем изобретении, где с помощью описанных схем связи можно получить практически
равномерную избирательность во всем диапазоне перестройки частоты, звуковая часть приемника может
быть спроектирована таким образом, чтобы эффективно компенсировать затухание боковых полос во всем
частотном диапазоне. Один из способов формирования частотной характеристики звука таким образом —
использование низкочастотного фильтра в согласующей цепи F на рисунке 1.
Рисунок 11 иллюстрирует то, чего можно достичь путем формирования общей частотной характеристики
приемника описанного здесь типа.
Кривая G1, показывающая частотную характеристику звуковых каскадов V6–V8 включительно, в основном
ровная в основном диапазоне слышимых частот от f1 до f2. На рисунке G показана общая характеристика
качества звука приемника без фильтра нижних частот согласующей цепи F и наглядно демонстрируется
ослабление боковых полос, возникающее из-за селекторных цепей на более высоких звуковых частотах. На
графике G3 показана частотная характеристика приемника в звуковой части диапазона, включающая
высококлассный фильтр в цепи связи F, специально разработанный для частичной компенсации колебаний,
вызванных селекторными цепями. Кривая G4 показывает окончательную общую характеристику качества
звука приемника с фильтром верхних частот, включенным в согласующую цепь F, и, таким образом, наглядно
демонстрирует, как была улучшена характеристика CO в звуковом диапазоне частот. Кривые на рисунке 11 не
претендуют на абсолютную точность, а скорее иллюстрируют то, чего можно достичь путем улучшения общих
характеристик приемника.
Следует еще раз подчеркнуть, что 381 539 настроенных трансформаторов имеют критическую погрешность
0,5% или ниже. Этот метод, независимо от того, используется ли он с тремя или более настроенными
контурами, вероятно, серьезно ухудшит качество воспроизведения -5 из-за среза боковых полос, но, как было
описано ранее, эти эффекты легко компенсируются правильной настройкой звуковых характеристик.
Во многих случаях желательно уменьшить высокочастотную характеристику аудиосистемы, особенно выше
3000 или 4000 Гц. В рамках настоящего изобретения это может быть очень удобно достигнуто путем
надлежащего выбора количества и коэффициента мощности настроенных контуров таким образом, чтобы
боковое ослабление радиочастотной части усилителя эффективно достигало диапазона 3000-4000 циклов,
что автоматически обеспечивает желаемую общую точность воспроизведения.
Опыт показывает, что при высокой чувствительности приемника предпочтительнее иметь такой наклон
характеристики усиления, чтобы соотношение составляло примерно 2:1; то есть, чувствительность на низких
частотах была примерно вдвое выше, чем на высоких.
Благодаря такому наклону кривой, стабильность и отсутствие колебаний остаются примерно одинаковыми.
Это условие :30, конечно, может быть нежелательным во всех обстоятельствах, но его легко можно изменить
по мере необходимости. На рисунке 2 показана схема, разработанная таким образом.
На рисунке 2 трансформатор Т согласующей цепи 435 А снабжен первичной обмоткой с низкой
индуктивностью, включенной в антенную цепь, что приводит к увеличению усиления напряжения от первичной
к вторичной цепи с увеличением частоты. Резонансная вторичная цепь трансформатора Т1 соединена со
вторичной цепью трансформатора Т2 емкостно посредством конденсатора KI, магнитно — за счет взаимной
индуктивности обмоток P2 и S2, и проводяще — за счет соединения низкопотенциальных выводов обмоток P2
и S2.
Пропорционирование и поляризация различных связей, а также конструкция диссипативной цепи K2-iR2,
входящей в состав резонансной вторичной цепи S2-C2, обеспечивают практически равномерное усиление
напряжения и постоянную селективность в диапазоне перестройки.
Схема связи B, соединяющая лампы V и V2 в каскадном порядке, в данном случае включает в себя
трансформатор с равномерным коэффициентом усиления T4, аналогичный трансформаторам схем связи C и
E на рисунке 1. В данном случае резистор R4 регулятора громкости замкнут на первичной цепи
трансформатора T4, поскольку по причинам, изложенным выше, нежелательно, чтобы этот элемент замыкал
настраиваемую вторичную цепь. Подключение управляющего резистора R4 к первичной цепи
трансформатора T4 требует изоляции всех активных частей управляющего резистора от потенциала земли, и
в этом отношении не обеспечивает столь желательного решения, как схема на рисунке 1.
Разумеется, необязательно, чтобы трансформаторы Т4 имели равномерное усиление.
Однако, используя такой трансформатор, можно спроектировать характеристики усиления таким образом,
чтобы компенсировать емкостное сопротивление, вносимое в первичную цепь 75 из-за использования
регулятора громкости, и получить практически равномерное результирующее усиление в диапазоне
настройки. Этот результат достигается за счет проектирования трансформатора таким образом, чтобы
импеданс первичной обмотки трансформатора был пропорционально выше на высоких частотах, чем на
низких частотах в диапазоне настройки. В результате, при подключении регулятора громкости к цепи, он
стремится выровнять импеданс во всем диапазоне, обеспечивая тем самым равномерное усиление. Резистор
R5 и шунтирующая емкость K4, входящие в состав резонансного контура, выбраны такими значениями, чтобы
обеспечить примерно одинаковую или немного более широкую полосу резонанса в низкочастотном диапазоне
настройки, чем в высокочастотном.
Широконастроенный апериодический трансформатор T]? Схема C, соединяющая выход лампы V2 с входом
лампы V3, может обеспечивать коэффициент усиления напряжения, смещающий частотную характеристику в
сторону низких частот по сравнению с высокочастотной характеристикой 100 примерно в соотношении 2:1,
чтобы обеспечить соответствующую общую частотную характеристику радиочастотного усилителя.
В двухрезонансном контуре D на рисунке 2 105 используется трансформатор T10 с равномерным усилением в
выходной цепи лампы V3, частотная характеристика которого может иметь желаемый наклон. Первичная
обмотка P1 намотана с относительно высокой индуктивностью и таким образом, чтобы предпочтительно
собственная емкость IK между витками в сочетании с емкостью анода-катода лампы V3 была достаточной для
того, чтобы первичная цепь резонировала на частоте немного ниже диапазона настройки. При
необходимости, разумеется, для дополнения естественной емкости K13- может быть использован отдельный
конденсатор, чтобы обеспечить требуемую естественную периодичность первичной цепи в 120 раз.
Первичная обмотка P1 магнитно связана со вторичной обмоткой посредством взаимной индуктивности между
обмотками, а также емкостно посредством конденсатора 125 K12, соединяющего высокопотенциальные
выводы двух обмоток.
Первичная обмотка, из-за емкости, подключенной параллельно ей, обладает емкостной реактивностью в
диапазоне настройки, поэтому 130 IO 381,539 таких цепей показаны на рисунках 3A, 4 и 5. На каждом из этих
рисунков I обозначает входные клеммы, а 0 — выходные клеммы.
На рисунке 3 показана только 70-градусная магнитная связь между первичной обмоткой P и вторичной
обмоткой S.
Первичная обмотка P имеет относительно высокую индуктивность и настраивается с помощью естественной
емкости K17 между витками или 75 с помощью физического конденсатора на частоту, немного меньшую, чем
диапазон настройки. Таким образом, первичная цепь имеет характеристику падающего импеданса в
диапазоне настройки с увеличением частоты, а также, при дальнейшем увеличении частоты, происходит
автоматическое уменьшение эффективной связи между первичной и вторичной цепями из-за шунтирующего
эффекта емкости K17. Оба этих эффекта 85 компенсируют присущую в противном случае тенденцию к
увеличению усиления с частотой.
На рисунке 4 первичная обмотка цепи P снова намотана с относительно высокой индуктивностью 90° и
настраивается с помощью собственной емкости K18 между витками на частоту, немного ниже полосы
настройки.
В данном случае, однако, первичная цепь соединена с вторичной цепью только емкостным способом
посредством согласующего конденсатора K1, соединяющего высокопотенциальные выводы первичной и
вторичной обмоток P и S соответственно.
По мере увеличения частоты настройки первичная обмотка P, благодаря своей характеристике падающего
импеданса, стремится оказывать все меньшее влияние на вторичную обмотку S. Однако этому
противодействует эффект емкостной связи 10,5 между первичной и вторичной цепями, который возрастает с
частотой, так что, правильно выбрав характеристику импеданса первичной обмотки P и величину емкости
связи 110 K1, частотно-импедансную кривую сети можно наклонить желаемым образом.
В схеме на рисунке 5 первичная обмотка P имеет тот же порядок индуктивности 115, что и вторичная обмотка,
и связана с ней магнитно посредством взаимной индуктивности M между обмотками, а также емкостно
посредством конденсатора K16, расположенного между клеммами с высоким потенциалом 120 и двумя
обмотками.
Следует отметить, что в данном случае первичная обмотка не находится в резонансе на частоте ниже
диапазона настройки, и, соответственно, ее импеданс будет увеличиваться с частотой, стремясь таким
образом придать положительный наклон частотной характеристике усиления. Хотя емкостная связь K16
может быть организована таким образом, чтобы либо усиливать, либо противодействовать магнитной связи,
или же 130 имеет характеристику падающего импеданса при увеличении частоты, что противодействует
усилению напряжения с частотой, которое существовало бы при отсутствии других факторов. Этот
противоположный эффект дополнительно усиливается из-за автоматического уменьшения эффективной
связи между первичной и вторичной цепями с увеличением частоты, вызванного шунтирующим эффектом
емкости K,3.
Емкостная связь K12 может быть организована, в зависимости от полярности высоковольтных выводов
первичной и вторичной обмоток, таким образом, чтобы либо усиливать, либо препятствовать магнитной связи
во вторичной цепи; выбор конкретной конфигурации определяется желаемым наклоном частотной
характеристики усиления.
В данном случае желательно иметь практически равномерную частотную характеристику усиления
трансформатора T1o, и, соответственно, емкостная связь K12 предназначена для усиления магнитной связи,
поскольку в противном случае быстрое уменьшение импеданса первичной цепи и автоматическое
уменьшение эффективной связи между первичной и вторичной обмотками приведут к уменьшению усиления
напряжения с увеличением частоты настройки.
Резонансная вторичная цепь трансформатора Т,0 включает первичную обмотку P, трансформатора Т6,
которая магнитно связана с его вторичной обмоткой S2. Вторичная обмотка S2, в свою очередь, включена в
резонансный контур S5-C5, который содержит диссипативный импеданс Ki4-R12, подобранный таким
образом, чтобы поддерживать приблизительно постоянную ширину резонансной полосы в диапазоне
настройки, как описано выше. Таким образом, схема D при правильном проектировании будет иметь
практически равномерную общую частотно-усилирующую характеристику, а также практически постоянную
степень избирательности в диапазоне настройки.
Двухрезонансный контур D на рисунке 2, разумеется, представляет собой альтернативную схему по
сравнению с контуром на рисунке 1, где трансформатор T5 в одном случае и T10 в другом управляют
изменением коэффициента усиления напряжения в зависимости от частоты практически аналогичным
образом. Следует понимать, что трансформатор, подобный TI, в общем случае, при соответствующих
конструктивных изменениях, может использоваться для связи других частей приемника, где желателен
трансформатор с «равномерным усилением», например, в цепях связи (и E на рисунке 1). Кроме того,
существуют различные другие типы цепей связи с «равномерным усилением», которые можно использовать
для замены таких трансформаторов, например, T4, Tp или T10. В целом, для обеспечения практически
равномерного усиления в диапазоне настройки желательно, чтобы емкость противодействовала магнитной
связи, исходя из примеров 381 539. Схема усиления E на рисунке 2 имеет практически плоскую кривую
усиления.
Правильный выбор конденсатора K6 и резистора R6 позволяет добиться либо равномерной, либо слегка
более широкой характеристики избирательности в низкочастотном диапазоне по сравнению с
высокочастотным.
Подводя итог характеристикам радиочастотного усилителя, можно отметить, что общая чувствительность
будет иметь желаемое соотношение 2:1 в пользу низких частот, а общая избирательность будет практически
равномерной в диапазоне настройки.
На рисунке 2 первый каскад усиления звуковой частоты опущен, схема F служит для прямого подключения
выхода детектора через трансформатор T8 к силовым лампам V7 и V8, соединенным в двухтактном режиме.
В приемниках, показанных на рисунках 1 или 2, чувствительность очень высока, и для практического
достижения этого необходимо расположить компоненты, проложить проводку и обеспечить экранирование
таким образом, чтобы эффективно исключить посторонние связи между каскадами и между входом и
выходом.
— Везде, где это возможно, элементы, работающие при низких радиочастотных потенциалах, такие как
шунтирующие конденсаторы, аудиочастотные трансформаторы и т. д., физически располагаются между
соседними точками с высоким потенциалом, а их экранирование или корпуса заземлены, так что эта масса
служит для минимизации емкости:
активные поля. Предпочтительно, чтобы элементы различных этапов были индивидуально экранированы
металлическими корпусами. Например, все элементы установлены на металлическом основании, а затем
элемент настроечного конденсатора экранирован металлическим корпусом, закрепленным на основании,
чтобы полностью исключить емкостные связи между соседними конденсаторами, а также между
конденсаторами и другими частями приемника.
Предпочтительно, чтобы каждая из катушек настройки была экранирована отдельно заземленными
металлическими корпусами. Усилительные трубки могут быть расположены между металлическими
корпусами для эффективной защиты открытых участков друг от друга, или же они могут быть экранированы
отдельными корпусами.
Для устранения общих связей в шасси, проводах, настроечном конденсаторе и т. д. оказалось чрезвычайно
полезным подключать, например, низковольтный вывод каждой вторичной обмотки трансформатора
непосредственно к ротору собственного настроечного конденсатора с помощью отдельного проволочного и
щеточного контакта, вместо того чтобы заземлять такие выводы на шасси и полагаться на соединение шасси
с конденсатором для обеспечения надлежащего обратного пути. Также было установлено, что при
использовании обходных конденсаторов, например, для напряжений «А», «В» и «С», а также анодного обхода
детектора, эти соединения следует выполнять непосредственно к катоду рассматриваемой трубки, а не к
земле. Таким образом, устраняются 7 5 общих соединений, возникающих из-за токов, протекающих в шасси.
Соединения такого рода, как описано выше, особенно важны в конструкции, подобной показанной на рисунках
1 и 2, поскольку желаемые 80 связей между соседними каскадами невелики, и посторонние или неизвестные
связи могут легко нивелировать желаемый эффект.
Подробно описав и определив природу нашего изобретения и способ его осуществления, мы заявляем, что
то, что мы
Соседние файлы в папке патенты