Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Электронные цепи и микросхемотехника. Импульсные и цифровые устройства. Конспект лекций. Учебное пособие
.pdf
Лекция № 2
Е
I
I
I
I
1.2. ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ СОЕДИНЕНИЕ КЛЮЧЕЙ
На практике часто один источник напряжения
управляет не-
б
сколькими ключами. Тогда участки «база – эмиттер» этих ключей оказываются включенными параллельно. На рис. 1.5 показана схема двух
параллельно включенных ключей. Очевидно, что общий ток
делится
б
между базами:
II
бб1 б2
.
Если транзисторы и их режимы идентичны, то общий ток делится
между базами поровну:
1/ .2
II
б1 б2 б
Если же входные ВАХ не идентичны (рис. 1.6), например, из-за разброса параметров транзисторов, то распределение тока
том же напряжении
*
U может быть весьма неравномерным. Один из
при одном и
б
транзисторов может выйти из насыщения.
I
Еб
к1
RR
I
б
I
U
б1
I
б
Iб2
б1
I
к2
I
б
'
I
б1
I"
б2
'
I
б2
1
I"
б1
б
2
1
IбR
U*U'
2
Uб
"
б
U
Рис. 1.5 Рис. 1.6
Выравнивание токов базы может быть достигнуто включением одинаковых сопротивлений последовательно с базами каждого транзистора
(на рис. 1.5 показаны штриховыми линиями). Можно включить симметрирующие сопротивления в цепи эмиттеров, которые будут выполнять
роль отрицательной обратной связи по току эмиттера и выравнивать эти
токи, но при этом увеличатся потери мощности в транзисторных
11
ключах.
1.3. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ КЛЮЧЕВАЯ ЦЕПОЧКА
Е
R
Е
Отдельные ключи используются главным образом в аналоговых схемах. Для цифровых схем характерна совместная работа нескольких
ключей – ключевые цепочки (рис. 1.7).
+Eк
U*
VT1
R
к1
Uкн
VT
R
к2
3
VT
2
U*
VT
n
Рис. 1.7
В таких цепочках каждым ключом управляет предыдущий и сам он,
в свою очередь, управляет последующим. Рассмотрим последователь-
ную цепочку ключей. Ключ
VТ
, показанный штриховой линией, пока
n
не будем учитывать.
U
Если транзистор VТ1 открыт и насыщен, то потенциал
ему потенциал
U
близки к нулю (
б2
U
), а значит, транзистор VТ2 за-
кн
перт. Тогда в базу транзистора VТ3 протекает ток от источника
резистор
и транзистор VТ3 открыт. Таким образом, для последова-
к
и равный
к1
через
к
тельной цепочки характерно чередование открытых и закрытых ключей. При этом отпирающий ток базы
+*
()/IEUR
бк к
. (1.6)
Коллекторный ток насыщенного транзистора
()//I
кн к ост к к к
URER
. (1.7)
Как видим, коллекторный и базовый токи в последовательной це-
почке почти одинаковы.
12
Подставляя (1.6) и (1.7) в условие насыщения (1.1), получаем ограничение на коэффициент усиления:
*
)/(EEU
кк
. (1.8)
Даже при минимальных напряжениях питания
лучаем
2,4…3,3, что легко выполнить в обычных рабочих режимах.
1, 0 1, 2E
к
В по-
Степень насыщения ключа в последовательной цепочке согласно
(1.1), (1.3) и (1.5) с учетом того, что
UE
вх к
, записывается следующим
образом:
()/SEUE
*
кк
. (1.9)
При обычных напряжениях питания (3…5) В степень насыщения
может достигать значений 50…100 и более, что может сказываться на
быстродействии работы ключа.
В заключение подчеркнем, что напряжение на ключе, работающем
в цепочке, меняется в более узких пределах, чем на отдельном, изолированном ключе. Действительно, у изолированного ключа в запертом
состоянии имеем
работающего в цепочке Т2,
UE
кк
(см. точку А), тогда как у запертого ключа,
UU
*
к
. Эта особенность обусловлена тем,
что коллектор запертого транзистора соединен с базой следующего, открытого транзистора. При подключении нескольких входов ключей к
одному выходу предыдущего ключа требуется выравнивать токи баз,
как было рассмотрено выше.
1.4. ПЕРЕХОДНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ТРАНЗИСТОРНОМ КЛЮЧЕ
Переходные процессы в транзисторном ключе (рис. 1.8) происходят
под действием ступенчатых изменений входного сигнала
U
(рис. 1.9).
вх
Переходные процессы в цепях, содержащих как активные, так и реактивные элементы, конденсаторы или индуктивности, описываются
дифференциальными уравнениями первого порядка, а общее решение
такого дифференциального уравнения имеет вид
tt
() (0) ( )1
ft f e f e
13
, (1.10)
Rк
Ск
U
вх
U
вх
Uвх, U бэ
+
-
б
i
i
к
Uвх
Rб
Сэ
i
ка ж
Рис. 1.8
U*
Q(t)
+
I
б
VT
Qгр
I
б
Ек
Uвх
Uбэ
t
t
-
Eк
Uк
Iкн
t
ф
t
с
t
t
t
з
t
р
Рис. 1.9
14
тогда процесс заряда входного конденсатора описывается уравнением
R
R
//
tt
СС
() 1e
Ut U U е
бвх вх
+
вх вх
, (1.11)
где
CC
сятки ом);
С R – постоянная времени заряда.
вх бС
вх
С
вх
CCС
вх э к
UU
ln .
вх э
при
С
э
большом и
к
С
и
– паразитные емкости p–n-переходов, тогда
к
t
з
+
вх вх
+*
UU
вх
при
небольшом (де-
к
(1.12)
При изучении переходных процессов в транзисторе часто применяют «метод заряда», который отражает изменение заряда
за счет тока
что отражает
где τ – время жизни носителей в базе, и в активной области
i и рекомбинации неравновесных зарядов в базе
б()t
, то есть
1
dQ Q
idt
б()t
,
. Тогда
dQ Q
dt
i
б()t
и
dQ
dt
Qi
б()t
.
Решение такого дифференциального уравнения
/dQ dt
/,Q
tt
() 1
Qt Q e Q e
(0) ( )
,
а измеряемое время
QQ
() (0)
ln
QQ
() ( )
15
t
изм
. (1.13)
t
изм
Это фундаментальное соотношение, которым будем в дальнейшем
f
пользоваться.
В основе метода заряда лежит также соотношение между зарядом в
базе и током коллектора в активном режиме:
Qi
,
() к()tt
Qi
Тогда
При
QI
() б
.
() б()tt
tt относительно
ф
+
t
. Тогда
+
I
бβ
ln ln ln ln 1 ,
фββ
+
II
ббн
t
з
0
QQ I
; при
11 1
1
2 f
гр бн
I
бн
+
I
б
1
.
t , когда
1
1
S
+
iI ,
бб
S
и при большом S
t
ф
, (1.14)
SS
1
то есть чем больше отпирающий ток и лучше частотные свойства транзистора (выше
Считают, что процесс накопления заряда в базе за время
где
.
н
), тем меньше фt (1.14).
гр
3t
нн
,
После этого транзистор переходит в стационарный режим.
Рассасывание избыточного заряда из базы определится как
+
+
II
бб
t
ln ln
р
-
II
ббн
II
бб
II
ббн
.
II
Если
, то получим
ббн
t
ln 1
р
+
I
б
. (1.15)
I
б
16
Длительность спада коллекторного тока составляет
II
ббн
ln ln ln 1
t
с
I
б
II
ббн
I
б
и при сильном запирающем сигнале, когда
1
tS
c β
. (1.16)
з
Наличие паразитной емкости транзистора
ки
увеличивают временные процессы изменения
С
н
вании высокочастотных транзисторов
33( )tRСС
ск ккн
определится как
t
с
Лекция № 3
1.5. ПОВЫШЕНИЕ БЫСТРОДЕЙСТВИЯ
ТРАНЗИСТОРНОГО КЛЮЧА
1
||/ 1
SII
, получим
збн
б
и емкости нагруз-
С
к
U
к
,
S
з
, и при использо-
.
Для уменьшения переходных процессов можно в базовую цепь вве-
сти форсирующий конденсатор
+
личить токи базы
и II
бб
С (рис. 1.10), который позволяет уве-
ф
на короткий промежуток времени, в то время
как статические токи базы практически не меняются (рис. 1.11).
При этом при необходимых
RR R
12 1
UU UU
и II
ббmax
**
вх вх
;.
II
ббmax
17
Uвх
R
R
R
R
R1
Сф
R2
VT
Rк
Ек
Iбн
Uвх
i
вх
t
t
Рис. 1.10 Рис. 1.11
Форсирующий конденсатор фC заряжается и разряжается с посто-
янной времени
R
12
C
ф
и необходимо, чтобы
3. Отсюда выбирают .tt C
вкл и ф
Предварительно заряженный конденсатор
через него тока за время
снятии отпирающего напряжения
t
(левая обкладка плюс, правая – минус) при
и
U
,
R
12
C за счет протекающего
ф
отрицательно заряженной об-
вх
кладкой подключается к базе транзистора и как источник ЭДС создает
I
запирающий ток
. В результате повышается быстродействие как при
б
включении транзистора за счет большого S, так и при выключении за
счет увеличения
S
.
з
Пример реализации нелинейной обратной связи (ОС) по напряже-
нию показан на рис. 1.12.
В этой схеме ОС по напряжению обеспечивается диодом VD, а глу-
бина насыщения – резистором
(вместо
2
может быть включен
2
диод).
При подключении диода VD транзистор «останавливается» на гра-
нице насыщения (ненасыщенный режим ключа), так как при
UU
кб
диод оказывается под прямым напряжением, и избыток базового тока
18
ответвляется через него, уменьшая тем самым ток базы, предотвращая нежелательное перенасыщение транзистора. В результате нет избытка зарядов в базе, исключается время на рассасывание избыточного заряда, при этом можно обеспечивать большой ток в момент
включения транзистора, уменьшая время включения транзистора.
Быстродействие ключа резко повышается.
Rк
VD
Ек
R1
Uвх
R2
VT
Рис. 1.12
В схеме на рис. 1.13 режим пропорционального управления током
базы ключа VT обеспечивается с помощью трансформатора тока Т.
Uвх
VT1
i
б
Рис. 1.13
19
VT
i
к=iн
Т
При подаче управляющего сигнала на вход схемы в цепи «базо-
I
p
эмиттерный переход VT1 – базоэмиттерный переход силового клю-
ча VT» протекает стартовый ток управления. При открывании транзи-
стора VT через первичную обмотку Т протекает ток нагрузки
I
эн
Ток вторичной обмотки трансформатора, протекающий через коллектор-эмиттерную цепь насыщенного транзистора VT1 и базоэмиттерный переход силового транзистора VT, будет меньше тока первичной
обмотки в число раз, равное коэффициенту трансформации трансформатора Т при любом токе нагрузки, что и обеспечивает пропорционально-токовое управление силовым транзистором.
1.6. ПОТЕРИ МОЩНОСТИ В ТРАНЗИСТОРНОМ КЛЮЧЕ
Статические потери измеряются в открытом или закрытом состоянии транзисторного ключа. Динамические потери возникают при переходе ТК из одного состояния в другое.
В любой момент времени мгновенная мощность потерь определяется общим соотношением:
iu
кккэ
.
На рис. 1.14 показаны процессы в ключе в различных его состояниях.
.
i
K
I
к0
t
ф
U
KЭ
Е
K
U
KЭН
I
KН
t
tи
T
с
t
t
Рис. 1.14
1. Статические потери в режиме отсечки
Tt
PEI
квык к к0
20
и
. (1.17)
T
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]