Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Системы и сети передачи информации. Учебное пособие.pdf
В случае МОФМн, наоборот, занимаемая полоса частот с ростом N
почти не увеличивается, но вероятность ошибки увеличивается очень быстро и для сохранения требуемой достоверности передачи сообщений необходимо увеличивать мощность сигнала. Такие системы пригодны в тех
ситуациях, когда существуют жесткие ограничения частотного ресурса
ЛС, а мощность сигнала практически не лимитирована [11].
Сигналы с МЧМн и МОФМн, по существу, являются частными случаями многопозиционных сигналов. Вместе с тем в такого рода сигналах
можно подвергать манипуляции одновременно несколько параметров сигнала, например, амплитуду и фазу (АФМн), частоту и фазу (ЧФМн) и т.п.
3.8. ВЛИЯНИЕ ВЗАИМНЫХ ПОМЕХ ПРИ РАЗДЕЛЕНИИ СИГНАЛОВ
НА ПРОПУСКНУЮ СПОСОБНОСТЬ СИСТЕМ
МНОГОКАНАЛЬНОЙ СВЯЗИ
Предельная пропускная способность системы связи, у которой в пределах полосы пропускания тракта передачи АЧХ является равномерной, а
ФЧХ линейной при приеме сигнала со средней мощностью Ps на фоне
стационарного гауссовского шума средней мощности Pn определяется
известной формулой Шеннона (см. 2.1).
В МКСС, как уже отмечалось, возникают специфические переходные
или взаимные помехи между каналами, обусловленные неидеальностью
разделяющих устройств на приемной стороне, и устройств формирования
сигналов на передающей, линейными и нелинейными искажениями в
групповом тракте передачи. Качество многоканальной связи с точки зрения переходных помех можно охарактеризовать величиной затухания (дБ)
между влияющим i-м каналом и подверженным влиянию k-м каналом:
P
i
=
A lg10
ik
. (3.7)
P
ik
При большом числе каналов можно считать, что плотность вероятности помех подчиняется гауссовскому закону, а спектральная плотность
мощности является равномерной. Иначе говоря, результирующую помеху,
обусловленную действием шумов и переходных (взаимных) помех, можно
считать, гауссовским квазибелым шумом.
В соответствии с (3.7) для мощности помех, наводимых i-м каналом
на выходе k-го канала, имеем
A
1,010−
PP
=
iik
ik
s
,
а общая мощность переходных помех
PP µ=
, (3.8)
sn
N
−
A
1,0
где
=µ
∑
=
i
1
10
ik
, i ≠ k – коэффициент взаимных переходных помех меж-
ду каналами.
61
Если (3.1) переписать с учетом действия переходных помех (3.8), то
получим
fC 1log
s
+∆=
2
P
s
.
µ+
PP
sn
Для пропускной способности системы многоканальной связи можно
записать
1
+∆=
fC
1log
2s
. (3.9)
µ
Из (3.9) следует, что переходные помехи ограничивают пропускную
способность системы многоканальной связи. Расчеты показывают, что
при µ ≤ 0,01 (A
повышению пропускной способности, если
≥ 20 дБ) увеличение мощности сигнала Ps приводит к
ik
P
n
µ≥
. При дальнейшем уве-
P
s
личении мощности сигнала пропускная способность практически не возрастает и определяется выражением (3.9). Например, для систем многоканальной связи, работающих при отношении сигнал−шум 40 дБ, или
P
P
410−
n
≅
, коэффициент µ должен быть меньше этого отношения. Прак-
s
тика проектирования аппаратуры многоканальной связи показывает, что
для снижения уровня взаимных помех в системах ЧРК приходится вводить защитные частотные интервалы между каналами, занимающие до
20% общей полосы пропускания системы связи. Кроме того, предъявляются жесткие требования к линейным и нелинейным искажениям во всех
звеньях тракта передачи.
4. СИНХРОНИЗАЦИЯ В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ СВЯЗИ
4.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ВИДЫ СИНХРОНИЗАЦИИ
Синхронизацией называется процесс установления и поддержания
требуемых фазовых соотношений между значащими моментами цифрового сигнала, приходящего с пункта передачи, и цифрового сигнала, вырабатываемого генераторным оборудованием на пункте приема. В цифровых СС, в общем случае, может осуществляться несколько видов синхронизации:
1) тактовая синхронизация – для обеспечения синфазного начала
обработки элементов цифрового сигнала;
2) цикловая синхронизация – для фиксации начала и конца кодовых
комбинаций (слов);
62
3) кадровая (групповая) синхронизация – для однозначного распреде-
(
)
(
)
ϕ+ω
(
)
ϕ+ω
ления принятых кодовых комбинаций по адресатам;
4) фазовая синхронизация – для совмещения по фазе опорного сигна-
ла с принимаемым сигналом.
В подавляющем большинстве случаев сигналы тактовой, кадровой и
цикловой синхронизации синхронны. Сигналы цикловой и кадровой частот могут быть сформированы из сигнала тактовой частоты
f
путем
m
выбора соответствующих коэффициентов деления частоты.
Все устройства синхронизации (УС), входящие в цифровую СС,
можно разделить на два принципиально различных типа. Первый тип УС
служит для синхронизации отсчетов времени (фазовая и тактовая синхронизации). С их помощью формируются временные шкалы. Второй тип
устройств служит для устранения неоднозначности отсчетов времени при
определении начала слова, кадра и сообщения. УС отсчетов времени
должны функционировать непрерывно, отслеживая изменение фазы входного колебания, а функции устройств устранения неоднозначности отсчетов времени сводятся к периодическому, а иногда и к однократному фазированию. Принципиальное различие указанных двух типов УС, естественно, сказывается на методах поиска и оценки синхропараметров, а также на характеристиках качества их работы.
Основным звеном устройств синхронизации первого типа является
система фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ), структурная схема которой представлена на рис. 3.1. ФАПЧ в том или ином
виде входит в устройства фазовой синхронизации (УФС) и устройства
тактовой синхронизации (УТС). В фазовом детекторе ФД сравниваются
по фазе колебания входного сигнала и колебания управляемого (синхронизируемого) генератора УГ. Выходное напряжение ФД через фильтр
нижних частот ФНЧ воздействует на УГ, приводя его частоту в соответствие с частотой входного сигнала. Если систему ФАПЧ рассматривать
как четырехполюсник, в котором выходным сигналом являются колебания подстраиваемого генератора, то по своим свойствам она подобна следящему полосовому фильтру с частотной характеристикой
ωjK
.
Входной сигнал
t
cos
Рис. 4.1. Структурная схема ФАПЧ
0
ФД ФНЧ
Выходной сигнал
sin0t
УГ
ˆ
63
Работа такого следящего фильтра характеризуется следующими па-
2
ϕ
раметрами:
1. Шумовой полосой – важнейшим показателем качества работы
ФАПЧ
∞
1
=
ш
2π
∫
0
2
.ωω)(
djKF
2. Полосой удержания, характеризующей максимально допустимое
отклонение частоты входного сигнала от собственной частоты УГ при
условии обеспечения состояния синхронизма. Под собственной частотой
УГ понимается частота системы ФАПЧ в установившемся режиме в отсутствие управляющего напряжения.
3. Полосой захвата – максимальной растройкой между частотой
входного колебания и частотой управляемого генератора, при которой
после включения ФАПЧ начинает следить за фазой входного колебания
(входит в синхронизм). При этом предполагается, что в начальный момент
времени отсутствует режим синхронизации, а собственная частота УГ и
частота входного сигнала различны.
4. Временем ввода в синхронизм, которое характеризует продолжи-
тельность переходного процесса от момента появления сигнала на входе до
момента установления равенства частот входного сигнала и сигнала УГ.
Если предположить, что входом цепи ФАПЧ является гармоническое
колебание
cos(ω0ϕ+t
ˆ
, а выходом УГ
)
sin(ω0ϕ+t
ˆ
, то сигнал на выходе
)
ФД
1
ˆ
sin(
sin(ω)cos(ω
)
00
ˆ
)
ϕ−ϕ=ϕ+ϕ+ tt
+ слагаемое удвоенной частоты. (4.1)
Низкочастотный фильтр ФНЧ устраняет компоненту удвоенной час-
тоты и обычно выбирается исходя из простоты передаточной функции.
Стремление сузить шумовую полосу приводит к уменьшению полосы захвата и увеличению времени ввода в синхронизм. Это противоречие
может быть разрешено, если применить дополнительные поисковые процедуры или изменять параметры ФНЧ на этапе ввода в синхронизм.
В первом случае на вход УГ следует подать пилообразное напряжение,
которое изменяет его частоту. В определенный момент разность частот
входного и опорного сигналов оказывается такой, что происходит захват,
и система входит в синхронизм. Амплитуда пилообразного напряжения
должна обеспечивать перестройку генератора в требуемом диапазоне частот, а его период должен быть достаточен для завершения переходных
процессов в системе ФАПЧ.
Зависимость (4.1) управляющего сигнала от разности фазы
оценки
64
ˆ
ϕ
характеризует систему как нелинейную, и выбор оптимального
и ее
режима требует моделирования системы ФАПЧ. Если частоты входного и
±
[
]
[
]
=
ψ
опорного сигналов совпадают, а фазовое рассогласование не превышает
, то сигнал на выходе ФНЧ пропорционален
π/4
ˆ
(sin
ϕ−ϕ≈ϕ−ϕˆ)
и сис-
тему ФАПЧ можно заменить эквивалентной линеаризованной моделью,
что существенно упрощает ее анализ в условиях помех.
4.2. УСТРОЙСТВА ФАЗОВОЙ СИНХРОНИЗАЦИИ
Устройство фазовой синхронизации формирует опорный синхросиг-
нал
ˆ
ωcos
)(
tt ϕ+
0
из принимаемого сигнала. Эта проблема обязательно
возникает при приеме фазового, в общем случае, многопозиционного сигнала
....,,2,1,)()1(cos)(
i
00
=ϕ+ψ−+ω=
mititAts
Спектр принимаемого сигнала при равновероятной передаче симво-
лов i и девиации фазы
на частоте
ω
. Сохранения дискретной составляющей на частоте
0
mπ /2
не содержит дискретной составляющей
ω
0
можно добиться за счет уменьшения девиации фазы ψ. Если допустить,
что на передачу информации отводится большая часть мощности переда-
ваемого сигнала, то рассматриваемый способ формирования синхросигнала можно применять, когда полоса пропускания фильтра в канале синхронизации существенно меньше ширины спектра информационного сигнала. В противном случае помеха, создаваемая ФМн-сигналом, делает
прием неэффективным.
Использование части мощности сигнала на синхронизацию приводит
к потере помехоустойчивости. Этого можно избежать, если выделить
синхросигнал непосредственно из принимаемого сигнала. Различают два
вида схем:
1. Петли ФАПЧ с обратной связью по решению (управляемые реше-
ниями).
2. Петли ФАПЧ без обратной связи по решению (не управляемые
решениями). К ним относятся схемы с квадратичной нелинейной обработкой сигнала и ФАПЧ с квадратурными каналами (схема Костаса).
Схема восстановления несущей в системе ФАПЧ с обратной связью
по решению из принимаемого двоичного ФМн -сигнала
1,0],cos[),,(
±=θ≤<ϕ+ωθ=ϕθ Tttts
0
(4.2)
представлена на рис. 4.2.
Улучшение характеристик УФС в данной схеме достигается тем, что
при формировании опорного сигнала используется оценка информационного параметра сигнала. Если предположить, что помеха
)(tn
на входе
отсутствует, то управляющий сигнал
65
2
()()(
)
tntst
+ϕθ=ξ
,
,
(
)
ϕ+ω
(
)
ˆ
(
)
ϕ∆θ
(
)
ϕ+ω
(
)
ϕ+ω
(
)
ϕ+ω
(
)
ξ
2
π
(
)
ξ
(
)
ξ
tte
+ слагаемое с двойной частотой
ϕ∆= sin)(θ5,0)(
воздействует через ФНЧ, отфильтровывающий слагаемое с двойной частотой, и перестраивает УГ, обеспечивая минимальное рассогласование
ˆ
ϕ−ϕ=ϕ∆
.
cos
T
( )
∫
0
dt
⋅
t
0
Стробирующее
устройство
ˆ
УТС
РУ
tθ
sin0t
2π
2π
ˆ
УГ
sint0,5
ФНЧ
Задержка
Т
e(t)
Рис. 4.2. Восстановление несущей в системе ФАПЧ
с обратной связью по решению
Квадратичная петля широко используется на практике для формирования опорного сигнала в схемах приема ФМн-сигналов, в том числе в схеме В.И. Сифорова (1937 г.). Необходимо отметить, что операция квадратирования ведет к появлению дополнительных составляющих помехи и, сле-
довательно, к увеличению дисперсии фазовой ошибки ФАПЧ
2
σ
.
ϕ∆
Схема Костаса, представленная на рис. 4.3, названа по имени автора,
предложившего ее в 1956 г.
ФД1
ños0t
t
sin0t
ФНЧ 1
ˆ
ˆ
ПГ
ФНЧ 3
с
e(t)
t
t
ФД2
ФНЧ 2
s
Рис. 4.3. Структурная схема петли Костаса
66
Принимаемый сигнал
2
2
щие
ˆ
ωcos(
ϕ+t
0
)
и
ωsin(
)(tξ
умножается на квадратурные составляю-
ˆ
)
ϕ+t
. В результате, на входах ФНЧ 1 и ФНЧ 2,
0
соответственно, считая, что помеха отсутствует, имеем:
1
)( tt
c
ϕ∆θ=ξ cos)(
+ слагаемое с двойной частотой;
1
)( tt
s
ϕ∆θ=ξ sin)(
+ слагаемое с двойной частотой.
Слагаемые удвоенной частоты устраняются фильтрами низкой час-
тоты, а сигнал ошибки
)(te
формируется после умножения сигналов с
выходов ФНЧ 1 и ФНЧ 2:
1
2
)(
8
(4.3)
).2sin()(θ
ϕ∆= tte
Сигнал ошибки (4.3), который на самом деле содержит и помеховую
составляющую, фильтруется ФНЧ 3 и управляет УГ.
В заключение заметим следующее: 1) во всех рассмотренных схемах
УГ формирует сигнал с неоднозначностью фазы на 180°; 2) фазозамкнутая
петля с обратной связью по решению отличается от петли Костаса только
методом устранения манипуляции; 3) фазозамкнутая петля с обратной
связью по решению предпочтительнее по точностным характеристикам по
отношению как к петле Костаса, так и к квадратичной петле. Причем редкие ошибки решения о передаваемом информационном параметре несущественно влияют на оценку фазы сигнала
ˆ
ϕ
. Дисперсия фазовой ошиб-
ки в петле Костаса относительно тех, которые имеют место в фазозамкнутой петле с обратной связью по решению, в 4…10 раз меньше для отношения сигнал−шум на элемент цифрового сигнала около 0 дБ.
4.3. ТАКТОВАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ
Тактовая синхронизация позволяет осуществлять синфазную обработку элементов цифрового сигнала. Генератор тактовых импульсов на
передающей стороне обеспечивает требуемый период следования элементов цифрового сигнала. На приемной стороне тактовые импульсы управляют работой ключа в схемах приема цифровых сигналов. Погрешность
тактовой синхронизации приводит к тому, что моменты замыкания ключа
в схеме приема не соответствуют моментам окончания элементов кодовых комбинаций. Допустимая погрешность тактовой синхронизации ε
составляет 0,03…0,05 от длительности элемента цифрового сигнала T.
Погрешность тактовой синхронизации обусловлена нестабильностью частот генераторов тактовой частоты на передающей и приемной сторонах и
случайным характером временной задержки сигнала
)(tτ
. Нестабильность
67
частот тактовых генераторов часто учитывают во временной задержке
∑
сигнала. Считается, что частоты генераторов совпадают, и неизвестна
только временная задержка сигнала. Различают автономную и принуди-
тельную тактовую синхронизации. При автономной синхронизации в
начале сеанса связи передается специальный синхронизирующий сигнал и
по нему осуществляется вход в синхронизм. Синхронизирующий сигнал
представляет кодовую комбинацию с известной на приемной стороне манипулирующей последовательностью. Этот сигнал должен существенно
отличаться от кодовых комбинаций, несущих информацию. Дальше работа устройства синхронизации осуществляется в автономном режиме. Устройства принудительной тактовой синхронизации извлекают информацию о тактовой частоте, чаще всего, непосредственно из передаваемого
цифрового сигнала непрерывно. Как и в случае оценки фазы, различают
два типа устройств тактовой синхронизации: управляемые решениями и не
управляемые решениями.
При синтезе устройства тактовой синхронизации (УТС), управляемо-
го решениями, информационная последовательность
стороне считается известной. Условие, при котором
по максимуму функции правдоподобия
, как показано в [18], имеет
)(τL
)(θ t
на приемной
ˆ
τ
является оценкой
вид
+
n
dL
τ
)(
=
τ
ˆ
τ=τ
∑
2
θ
n
Nd
0
n
)1(
d
∫
τ
d
nT
[ ]
00
=τ−−ξ
dtnTtAt
0)(ωcos)(
, (4.4)
где учтено, что сигнал
)],(cos[θ),(
τ−−ω=τ
nTtAts
n
n
00
n = 0, 1, 2, … – номер тактового интервала.
Структурная схема УТС, управляемого решениями, посредством
петли ФАПЧ с использованием согласованного фильтра СФ представлена
на рис. 4.4. Здесь стробирующее устройство осуществляет выборку отсчета сигнала с выхода дифференцирующего устройства в момент времени
ˆ
τ+=
nTt
, в умножителе снимается информационная последователь-
ность. Дискриминационная характеристика УТС
ˆ
)
( τ−τu
приведена на
рис. 4.5.
Отличие УТС, не управляемого решениями, в том, что оценка задержки сигнала осуществляется на основе усредненной функции правдоподобия. Тогда
+
n
)1(
d
∫
τ
d
nT
[ ]
00
dtnTtωAt
=τ−−ξ
0)(cos)(
. (4.5)
68
dL
τ
τ
∑ ∑
θ
ˆ
τ=τ
2)(
θ=
n
Nd
n
0
n
θ
d
(
)
ξ
τ
+ˆnT
∑
τ
τ
(
)
ξ
(
)
d
∑
τ
+ˆnT
t
СФ
d
τ
Стробирующее
устройство
УГ
n
Рис. 4.4. Структурная схема УТС, управляемого решением,
u(τ-
для ФМн-сигналов
ˆ
)
0
ˆ
τ-
Рис. 4.5. Сигнал на выходе дифференцирующего устройства
t
СФ
2
d
Рис. 4.6. Структурная схема УТС ФМн-сигналов,
не управляемого решениями
τ
Стробирующее
устройство
УГ
n
После усреднения правой части (4.5) алгоритм оценки временной за-
держки ФМн радиосигнала примет вид
dL
T
)(
τ
τ
d
∑
ˆ
τ=τ
n
Inch
2
∫
N
0
0
[ ]
0
0)(ωcos)(
dtdtnTtt
=
. (4.6)
τ−−ξ=
Реализация отслеживающей петли, основанная на (4.6), показана на
рис. 4.6.
Отметим, что рассмотренные алгоритмы оценки задержки (4.4) и
(4.6) на практике оказываются достаточно сложными и их целесообразно
применять лишь для получения оценок
ˆ
τ
потенциально достижимой точ-
ности.
69
В широкой практике сведения о тактовой частоте извлекаются из пе-
(
)
0
t
t
t
редаваемой информационной последовательности с использованием демодуляторов цифрового сигнала без синхронизации. Пример структурной схе-
мы демодулятора ЧМн-сигналов без синхронизации приведен на рис. 4.7.
На выходе суммирующего устройства формируется биполярный сиг-
нал, поступающий после ФНЧ на вход решающего РУ с порогом h = 0.
ЧМн
ПФ
ω
ПФ
ω
1
2
θ,ts
АО
АД
АД
+
-
1 2
ФНЧ
РУ
Рис. 4.7. Демодулятор цифрового сигнала без синхронизации
3
h=0
В момент достижения сигналом порогового уровня на выходе решающего устройства вырабатывается тактовый импульс, смещенный относительно начала элементов на половину длительности элемента. Процесс формирования тактовых импульсов с использованием демодулятора
ЧМн-сигнала без синхронизации поясняется на рис. 4.8.
Недостатком такого способа формирования тактовой последовательности является отсутствие тактовых импульсов на интервале группирования элементов одного знака в передаваемой информационной последовательности. Для увеличения точности синхронизации окончательная оценка фазы тактовой частоты может производиться по ряду измерений в следящем фильтре. Следящие фильтры подразделяются на схемы с непосред-
1
Т
0
2
3
0
Т/2
Рис. 4.8. Процесс формирования тактовых импульсов
на основе демодулятора ЧМн-сигналов без синхронизации
70