Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Системы и сети передачи информации. Учебное пособие.pdf
Широкое применение МКСС с ЧРК нашли в аналоговых системах
(
)
связи. При передаче цифровой информации с относительно большой скоростью возникает необходимость объединения нескольких каналов ТЧ,
поскольку при этом существенно возрастает ширина полосы частот, занимаемая спектром канальных цифровых сигналов.
3.5. ВРЕМЕННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ
В МКСС с ВРК канальные сигналы передаются в строгой очередности без перекрытия по времени. В качестве переносчиков сообщений
tkλ
используются периодические последовательности импульсов
)(tkψ
разнесенные во времени.
Обобщенная структурная схема N-канальной системы связи с ВРК
приведена на рис. 3.5. Отличительной ее особенностью является наличие
в ней элементов синхронизации, к которым относятся: генератор тактовых
импульсов (ГТИ); линии задержки (ЛЗ), обеспечивающие формирование
разнесенных во времени опорных импульсных последовательностей на
передающей и на приемной стороне соответственно; система формирования импульсов синхронизации (СФИС) при передаче; селектор импульсов
синхронизации (СИС) при приеме.
В импульсных модуляторах (ИМ1, ИМ2, … , ИМN) при помощи опорных импульсных последовательностей
21
))(...,),(),((
ttt
ψψψ
N
осуществ-
ляется один из видов импульсной модуляции, в результате которой формируются импульсные канальные сигналы. После линейного сложения
последних и добавления импульсного сигнала синхронизации (из СФИС)
образуется групповой сигнал
)(гts
. Необходимо отметить, что для фор-
мирования группового сигнала могут использоваться различные виды
импульсной модуляции. Например, амплитудно-импульсная, широтноимпульсная или фазоимпульсная модуляции (АИМ, ШИМ или ФИМ).
На рисунке 3.6 приведен пример формирования группового сигнала в
N-канальной системе связи с ВРК при использовании АИМ. Наличие импульсов синхронизации в
)(гts
является обязательным условием разделе-
ния разнесенных по времени канальных сигналов.
При приеме из оценочного группового сигнала
ˆ
)(
ts
СИС выделяет
г
синхронизирующие сигналы, которые управляют специальными электронными коммутаторами (ЭК1, ЭК2, …, ЭКN). Последние обеспечивают
выделение из
ˆ
)(
ts
канальных сигналов
г
мых на импульсные детекторы (ИД
ˆ
),(ˆ(
21
, ИД2, …, ИДN). После детектирования
1
ˆ
...,),(
))(
tststs
N
, подавае-
на выходах ФНЧ (ФНЧ1, ФНЧ2, …,ФНЧN) формируются оценки сообщений
ˆ
),(ˆ(
21
ˆ
...,),(
))(
ttt
λλλ
.
N
51
,
s
л
L
ψ
λ
ЛЗ
ψ
)
s
Г
(t)
s
1
(t)
M
ψ
O
s
2
(t)
ГТИ
СФИС
s
N
(t)
АОК
M
L
1
2
2
N
N
ЛЗ
M
M
(
)
СИС
M
АРК
λ1(t)
λN(t)
ˆ
ts
1
ИМ
1
(t)
2
ИМ
2
ИМ
N
(t
(t)
1
2
(t)
N
ГПРД
ЛС
ГПРМ
ˆ
( )
ts
Ã
( )
ЭК
(t)
ЭК
tξ
ЭК
ИД
ˆ
2
ИД
ИД
( )
1
ts
ˆ
( )
ts
N
1
2
N
ФНЧ
ФНЧ
ФНЧ
ˆ
( )
t
λ
1
ˆ
( )
t
λ
2
ˆ
( )
tNλ
Рис. 3.5. Обобщенная структурная схема N-канальной системы связи
с временным разделением каналов
При ВРК переходные (взаимные) помехи между каналами обусловлены в основном двумя причинами. Первая причина обусловлена тем, что
линейные искажения, возникающие за счет ограничения полосы частот и
неидеальности АЧХ и ФЧХ системы связи, нарушают форму импульсов
группового сигнала на рис. 3.6. Действительно, если при передаче модулированных импульсов конечной длительности ограничить спектр, то импульсы «расплываются» во времени, и вместо импульсов конечной длительности получим процессы, бесконечно протяженные во времени. При
ВРК это приведет к тому, что импульсы одного канала будут накладываться
на импульсы других каналов. Тем самым между каналами возникают переходные помехи. Вторая причина возникновения переходных помех – это
возможные сбои в системе синхронизации при передаче и приеме.
Для уменьшения влияния между каналами в групповом сигнале предусматривается введение специального «защитного» временного интервала τз между импульсами соседних каналов (рис. 3.6). Это, в свою очередь,
требует уменьшения длительности импульсов каждого канала и, как следствие, расширения спектра сигналов.
В многоканальных системах телефонии, как уже отмечалось выше,
полоса эффективно используемых частот ограничивается верхней частотой спектра. В соответствии с теоремой отсчетов минимальное значение
интервала дискретизации передаваемого речевого сообщения определяется как
выбирается несколько меньшим, поскольку при этом обеспечивается более качественное воспроизведение передаваемого сообщения при приеме.
52
15,02/1 ≈=∆ F
мс. В реальных системах интервал дискретизации
s
(t)
t
λ
s
(t)
t
M
s
2
(t)
t
λ
L
L L
L
s
Г
t
τ
∆
∆
(t)
(t)
1
(t)
2
λN(t)
з
Рис. 3.6. Принцип формирования группового сигнала в
N-канальной системе связи с временным разделением каналов
∆
N
Сигнал каждого канала занимает интервал времени, определяемый в идеальных условиях как
1
=∆
N
τ−=τ−
.
2
33
FN
B
Теоретически ВРК и ЧРК позволяют получить одинаковую эффективность использования частотного ресурса, но на практике в реальных
условиях системы с ВРК несколько уступают системам с ЧРК по этому
показателю [3]. Однако в отличие от ЧРК, при ВРК, благодаря разнесению во времени канальных сигналов, отсутствуют переходные помехи
нелинейного происхождения, обусловленные частотными преобразованиями при формировании спектра группового сигнала.
Существенным недостатком ВРК является необходимость построения сложных систем синхронизации и высокие требования к таким системам.
Наряду с импульсными видами модуляции в МКСС с ВРК широкое
применение нашли также цифровые способы модуляции передаваемых
сообщений. Например, для передачи непрерывных сообщений в системах
с ВРК используются импульсно-кодовая модуляция и дельта-модуляция.
Отличительной особенностью таких систем является высокая помехоустойчивость [1, 3, 11].
53
3.6. АСИНХРОННО-АДРЕСНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ
Рассмотренные выше системы многоканальной передачи с ортогональными или линейно независимыми сигналами требуют для нормальной работы той или иной синхронизации: точного совпадения спектра
сигнала с полосой пропускания при ЧРК; точного совпадения временных
интервалов передачи сигналов отдельных каналов при ВРК; точной синхронизации опорных высокочастотных колебаний при ФРК и ЧРК и т.п.
В ряде случаев осуществить точную синхронизацию затруднительно.
С подобными ситуациями приходится сталкиваться, например, при организации оперативной связи между подвижными объектами (в системах
мобильной связи). Такая задача возникает также при организации оперативной связи с использованием искусственных спутников Земли в качестве ретрансляторов. Во всех этих случаях могут использоваться асинхрон-
но-адресные системы связи (ААСС), в которых сигналы всех абонентов
передаются в общей полосе частот, а каналы не синхронизированы между
собой по времени. Поскольку в таких системах за каналами не закреплены
ни частотные, ни временные интервалы и время работы каждого канала
произвольно, то такие системы называют системами со свободным досту-
пом к линии связи или системами с незакрепленными каналами. В системах со свободным доступом каждому каналу (абоненту) присваивается
определенная форма сигнала, которая и является отличительным признаком, «адресом» данного абонента. Данный способ, по существу, реализует
кодовое разделение каналов (КРК), сущность которого заключается в том,
что каждый информационный символ передается при помощи кодовой
комбинации, определяющей частотно-временную структуру («адрес»)
канального сигнала соответствующего абонента. Очевидно, что в таких
СС для передачи информации должны использоваться цифровые сигналы,
которым можно сопоставить частотно-временную структуру («адрес»)
сигнала.
Таким образом, каждый абонент в одновременном и независимом
обмене информации между многими объектами осуществляет передачу,
используя определенный код (частотно-временную структуру сигнала), на
который настроена аппаратура соответствующего корреспондента. При
этом сигналы различных каналов действуют в общей полосе частот и не
разнесены во времени. Таким образом, ААСС относятся к МКСС с КРК.
Принцип построения структуры N-канальной ААСС отражен на рис. 3.7.
Для уменьшения вероятности образования ложных адресов обычно
используют только адреса, частотно-временные структуры которых различны и не перекрываются (рациональные адреса).
В отличие от обычного разделения по форме, где условие ортогональности сигналов выполняется лишь тогда, когда тактовые интервалы
всех каналов жестко синхронизированы, для возможности полного ли-
54
сигнала 1
передачи
сигнала
i
сигнала
N
сигнала
k
N O
O
≤τ≤
Абонент 1
Приемо-
передатчик 1
Генератор
адресного
Абонент N
передатчик N
Генератор
адресного
Приемо-
Ощий
тракт
приема-
Приемо-
передатчик k
Генератор
адресного
передатчик i
Абонент k
Абонент i
Приемо-
Генератор
адресного
Рис. 3.7. Структура N-канальной асинхронно-адресной системы связи
нейного разделения сигналов в системах со свободным доступом ортогональность и линейная независимость должны сохраняться при любых
временных сдвигах сигналов. Это означает, что для любой пары каналь-
ных сигналов
)(ts
и
)(ts
i
должно выполняться условие
k
+
Tt
=τ−
dttsts 0)()(
,
ki
∫
t
0
T
. (3.5)
Строго говоря, условие (3.5) выполняется только в случае, когда канальные сигналы по своим характеристикам близки к белому шуму, т.е.
имеют неограниченную ширину спектра и бесконечную энергию. Для
реальных сигналов это невыполнимо. Однако можно сформировать сигналы, для которых условие ортогональности (3.5) выполняется приближенно. Такие сигналы по своим характеристикам близки к белому шуму и
являются почти ортогональными. Они относятся к классу широкополос-
ных сигналов (ШПС), база которых много больше единицы. Для определения различной частотно-временной структуры «адресов» каналов могут
быть использованы ШПС, относящиеся к виду последовательнопараллельных. «Адреса» каналов при этом будут определяться частотновременными матрицами (ЧВМ) ШПС.
В качестве примера рассмотрим ААСС, в которой канальные сигналы квазиортогональны и система «адресов» представляется ЧВМ этих
сигналов. Информация об адресе заключается как в значениях временных
интервалов между импульсами, так и в частотах заполнения этих импульсов. На рисунке 3.8 приведены:
55
а) последовательность двоичных информационных сигналов
∆
λ
0
t
0
f1
f2
3
T
0
f2
3
f1
∆t
)(tb
k
соответствующая сообщению k-го канала, передаваемая определенному
корреспонденту;
б) представление одного двоичного импульса канальным сигналом
)(ts
длительности T посредством последовательного набора радиоим-
k
пульсов различных частот длительности
в) представление ЧВМ-сигнала
t
;
)(ts
.
k
На рисунке 3.9 приведена обобщенная структурная схема N-ка-
нальной ААСС, которая обеспечивает передачу аналоговых сообщений
)(...,),(),(
ttt
λλλ
, предварительно преобразованных в цифровую
N
)(...,),(),(
tbtbtb
.
N
форму
21
21
Адресный сигнал k-го канала формируется в соответствии с ЧВМ,
приведенной на рис. 3.8. Аналого-цифровой преобразователь (АЦП) обеспечивает преобразование аналогового сообщения
му
)(tb
. Импульсы цифрового сигнала
k
)(tb
подаются на линию задерж-
k
)(t
в цифровую фор-
k
ки (ЛЗ), осуществляющую общую задержку. При этом ЛЗ преобразует
каждый входной импульс последовательности
)(tb
в группу импульсов
k
(в соответствии с рис. 3.8 таких импульсов пять). Временные интервалы
между подымпульсами образуют первый кодовый признак адреса. Второй
кодовый признак адреса получается за счет того, что разные подымпульсы излучаются на разной несущей частоте (на рис. 3.8 это часто-
bk(t)
а)
,
s
(t)
k
б)
f
f
в)
Рис. 3.8. Образование канального сигнала посредством ЧВМ
f
56
ты f1, f2 и f3). Для этой цели на определенных, в соответствии с ЧВМ
∆
(
)
(рис. 3.8), интервалах времени включаются генераторы (Г), выдающие на
частотах f1, f2 и f3 посылки длительности
аппаратуре формирования адресного сигнала (АФАС) канальный адресный сигнал подается в групповой тракт передачи (ГТПРД) и затем в линию связи (ЛС). С выхода ЛС наблюдение
вом тракте приема (ГТПРМ). Аппаратурой обработки адресного сигнала
(АОАС) выделяются и обрабатываются адресные сигналы отдельных каналов. В соответствии с частотно-временным кодом адресного сигнала
подключаются полосовые фильтры (ПФ), настроенные на соответствующие частоты (f1, f2 и f3), и ЛЗ. Обычно эти операции реализуются на промежуточной частоте. Входы ЛЗ на приемной стороне включены через детекторы (Д). Включение ЛЗ в АОАС является обратным по отношению к
включению ЛЗ в АФАС. При этом обеспечивается одинаковое общее время задержки для всех подымпульсов в передатчике и приемнике. В этом
случае подымпульсы «адреса» одновременно подаются на логическую
схему «И» и вызывают ее срабатывание. Сигналы, ЧВМ которых отличаются от рассматриваемой хотя бы в одной позиции, не вызовут срабатывание схемы «И» и не будут приняты. Выходной импульс этой схемы
представляет собой оценку цифрового сигнала
цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) для восстановления оценки
сообщения
Очевидно, что число N «адресов» зависит от числа n подымпульсов в
адресе, числа m используемых несущих частот и числа s различных временных позиций, на которых могут быть расположены подымпульсы.
В общем случае, число N определяется как [1, 3]:
)(ˆtkλ
.
t
. Далее сформированный в
)(tξ
обрабатывается в группо-
)(ˆtb
, который подается на
k
1!
sm
N
=
( ) ( ) ( )
Из (3.6) видно, что с увеличением m и s всегда увеличивается N. Однако практическая реализация систем с большими значениями m и s представляется достаточно сложной задачей. Это связано с тем, что с ростом s
укорачиваются подымпульсы и расширяется их спектр. Следовательно,
необходимо либо расширять полосу частот канала связи, либо сокращать
число рабочих частот m.
Достоинства ААСС обусловлены: отсутствием необходимости перестройки общего тракта приема-передачи; легко осуществляемой циркуляцией связи, а следовательно, и ее оперативностью; отсутствием необходимости синхронизации и, как следствие, повышенной помехозащищенностью и независимостью работы каждого абонента.
−
−−
. (3.6)
!!1!
s-nnnm
57
MMMM
MMMM
ЦАП
M
k
M
Д
Д
Д
MMMM
MMMM
л
ξ(t)
ГТПРД
ЛС
ГТПР
М
λ
N
(t)
M
M
АЦП
s
к
(t)
Г
f
1
3
2
M
M
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
Аппаратура формирования
λ1(t)
адресного сигнала 1-го канала
(АФАС1)
Аппаратура обработки адресного
s
(t)
1
сигнала 1-го канала (АОАС1)
λk(t)
адресного сигнала N-го канала
Рис. 3.9. Обобщенная структурная схема N-канальной ААСС
bk(t)
Г f
Г f
АФАС
Аппаратура формирования
(АФАСN)
k
s
(t)
N
АОАС
ПФ f
s
(t)
1
ПФ f
3
ПФ f
2
ˆ
( )
И
Аппаратура обработки адресного
сигнала N-го канала (АПАСN)
tb
ˆ
( )
tkλ
К недостаткам ААСС относятся: значительный уровень внутрисистемных (взаимных) помех, особенно при большом количестве абонентов;
высокие требования к линейности приемного тракта в большом динамическом диапазоне; отсутствие при перегрузке системы свободного от помех канала связи и др.
Применяются ААСС при большом количестве абонентов, охваченных взаимным обменом информацией, например, в АСУ.
Поскольку для передачи информации используются ШПС, то ААСС
работают, как правило, в УКВ-диапазоне, имеющем значительную частотную емкость. Такие системы являются особенно перспективными при
организации многоканальной связи с летательными аппаратами и другими
подвижными объектами, а также при построении мобильных СС различного назначения. Они могут использоваться, в том числе, и для оборудования подвижных наземных и воздушных командных пунктов.
3.7. КОМБИНАЦИОННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ СИГНАЛОВ
При многоканальной передаче дискретных сообщений наряду с ЧРК,
ВРК и КРК используется также комбинационное разделение сигналов
(КРС), сущность которого состоит в следующем.
Пусть необходимо организовать передачу N независимых дискретных сообщений по общему групповому тракту. Если элемент k-го сообщения может принимать одно из возможных значений
Nk ...,2,1,=
, то
общее число значений, которые может принимать элемент N-канального
58
источника, объединяющего исходные N источников сообщений, будет
()()(
)
ξ
ξ(t)
ГПРД
ЛС
ГПРМ
ДГС
M
МГС
M
равно
N
=
mM
. При одинаковых значениях
k
∏
=
k
1
N
mM =
.
Таким образом, при комбинационном уплотнении каждое сочетание
канальных сообщений отражается элементом группового сообщения с
основанием кода
N
mM =
, т.е. используя основание кода М, можно одновременно передавать информацию от N индивидуальных источников, работающих с основанием кода m. Если, в частности, m = 2 (в каналах используется двоичный код), а число каналов равно двум, то групповое дискретное сообщение
)(Гtb
может принимать четыре возможных значения,
соответствующих различным комбинациям двоичных сигналов (нулей и
единиц) в обоих каналах. Задача передачи группового сообщения
)(Гtb
фактически сводится к передаче некоторых чисел, определяющих его значения, соответствующие номерам возможных комбинаций канальных сообщений.
В соответствии с вышеизложенным, разделение сигналов, основанное на различии в комбинациях канальных сигналов, определяется как
комбинационное. Обобщенная структурная схема МКСС с КРС приведена
на рис. 3.10.
Здесь первичные (канальные) сообщения
21
tb...tbtb
,,,
от
N
N-источников поступают на устройство формирования группового сооб-
щения (УФГС), выполняющего роль кодера и использующего код с основанием M. Полученное групповое сообщение
группового сигнала (МГС), с выхода которого групповой сигнал
)(Гtb
подается в модулятор
)(Гts
выдается в групповой тракт передачи на ГПРД. С выхода ГПРМ сформированная из наблюдения
оценка
)(t
ˆ
)(
ts
выдается на демодулятор
Г
группового сигнала (ДГС). Получаемая на его выходе оценка группового
b1(t)
b2(t)
УФГС
( )
ts
Г
АРК
ˆ
( )
tb
s
л
Ã
(t)
УВКС
ˆ
( )
tb
1
ˆ
( )
tb
2
bN(t)
bГ(t)
АОК
ˆ
( )
ts
Ã
Рис. 3.10. Обобщенная структурная схема МКСС с КРС
ˆ
( )
tb
N
59
сообщения
1
f2
f3
ϕ
1
ϕ2
ϕ
3
ϕ
4
ˆ
)(
tb
подается на устройство выделения канальных сообще-
Г
ний (УВКС), которое формирует оценки этих сообщений
ˆ
ˆ
),(
21
ˆ
...,),(
)(
tbtbtb
.
N
Типичным примером МКСС с КРС является система с двухканальной частотной манипуляцией (ДЧМн), в которой для передачи четырех
комбинаций группового сообщения двух источников (каналов) используются четыре разные частоты:
,,, f f ff
. При двухканальной фазовой
4321
манипуляции (ДФМн) каждой комбинации сообщения 1-го и 2-го источника (канала) соответствует определенное значение фазы группового сигнала
,,
ϕϕϕ
. Принцип ДЧМн и ДФМн отражен в табл. 3.1.
321
3.1. Принцип формирования ДЧМн и ДФМн
Канал 1 0 1 0 1
Канал 2 0 0 1 1
Номер комбинации
группового сообщения 1 2 3 4
ДЧМн f
ДФМн
f4
Сравнение системы ДЧМн с обычной двухканальной ЧМн-системой
с ЧРК показывает, что обе системы занимают практически одинаковую
полосу частот, однако мощность сигнала, требуемая для обеспечения заданной вероятности ошибки при ДЧМн, почти вдвое меньше, чем при
ЧРК. Существенно меньше оказывается и пиковая мощность при ДЧМн.
Поэтому в системах с ограниченной энергетикой комбинационное уплотнение по методу ДЧМн находит достаточно широкое применение [1,3,11].
Необходимо отметить, что комбинационные МКСС с ДФМн на
практике реализуются как системы с двухканальной относительной фазовой манипуляцией (ДОФМн). При этом принципы реализации ДОФМн те
же, что и в системах с абсолютной ДФМн.
В соответствии с принципами КРС можно сформировать групповые
сигналы и для большего, чем два числа каналов. При этом может быть реализована многоканальная частотная и относительная фазовая манипуляции
(МЧМн и МОФМн), а также другие виды многоканальной манипуляции.
В случае МЧМн при выборе частот, обеспечивающих ортогональность
канальных сигналов, занимаемая полоса частот с ростом N увеличивается
экспоненциально. Вероятность ошибки в каждом канале с увеличением N
также возрастает, но очень медленно. Поэтому такие системы применяют в
тех случаях, когда используемый канал обладает большими частотными
ресурсами, но его энергетические возможности ограничены [3].
60