Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Системы и сети передачи информации. Учебное пособие.pdf
уровню сигнала с тем или иным сдвигом на выходе одного из коррелято-
УС
M
(
)
n
∈(0,B
)
ров, решение о котором принимается в УС. Данная схема является достаточно сложной и ее использование в большинстве случаев нерационально.
∫
s
(t)
( ) ( ) ( )
tntst
+τ=ξ ,
з
∫
s
(t-
τ
)
э
ˆ
τ
s
(t-Bτэ)
∫
B=T/τ
-
база сигнала
э
Рис. 2.23. Схема оптимального различителя на основе
многоканального коррелятора
Более простую реализацию обеспечивает использование фильтров,
согласованных с видом принимаемых ШПС. Преимущество СФ, обусловленное их инвариантностью к времени прихода сигналов, проявляется в
полной мере в режиме входа в синхронизм. Однако реализация таких
фильтров для многих ШПС в настоящее время является трудно разрешимой задачей.
Для входа в синхронизм используются также различные другие способы и устройства, отличающиеся от оптимальных. При этом время входа
в синхронизм возрастает и часто существенно. Примером такого способа
является последовательный вход в синхронизм.
Суть данного метода заключается в последовательном просмотре
всего интервала неопределенности одним корреляционным приемником.
Структурная схема устройства входа в синхронизм, реализующего данный метод, приведена на рис. 2.24. Выбор порога в пороговом устройстве
(ПУ) зависит от заданного значения вероятности ошибки входа в синхронизм. Превышение порога определяется как наличие сигнала (обнаружение сеанса связи), как оценка его задержки.
tξ
Рис. 2.24. Устройство входа в синхронизм на основе
T
( ) ( )
∫
0
Устройство формирования
dtntst
τ−ξ
эk
Сброс интегратора
s
(
t - nτ
)
э
k
корреляционного приемника
ПУ
ˆ
τ
41
Прием осуществляется путем последовательного во времени изменения задержки опорного сигнала приемника (с кодовой ПСП) по отношению к принимаемому сигналу (с той же кодовой ПСП). При этом обычно
применяется периодический сдвиг опорной кодовой последовательности,
например, на длительность элементарного сигнала.
2.7. ПРИМЕНЕНИЕ ШПС
Из рассмотренных выше ШПС на практике наибольшее распространение получили сигналы с ФМн по закону ПСП и сигналы с ППРЧ.
Сигналы с ФМн (псевдошумовой манипуляцией) применяются, как
правило, при полосе частот ШПС до десятков мегагерц. Дальнейшее увеличение ∆fs связанно с трудностями разработки устройств со временем
переключения в единицы наносекунд. При ППРЧ относительно просто
сформировать сигнал с шириной полосы до сотен мегагерц. Однако необходимо учитывать, что с ростом числа используемых частот и скорости их
перестройки существенно усложняются синтезаторы частот.
На практике ШПС нашли широкое применение в специальных СС,
которые работают в условиях возможного воздействия средств радиоэлектронного противодействия, а также в мобильных и многоканальных
СС. Например, применение последовательных ШПС с ФМн позволяет
существенно повысить эффективность систем передачи данных, функционирующих в условиях сложной помеховой обстановки и многолучевого приема. Последовательно-параллельные ШПС используются в так называемых асинхронных адресных системах связи (ААСС), реализующих
многоканальную передачу информации на основе кодового разделения
каналов связи, при котором в общем тракте передачи каждому абоненту
соответствует своя частотно-временная структура сигнала (свой адрес).
Сигналы с ППРЧ нашли широкое применение в современных военных
системах радиосвязи, поскольку позволяют эффективно противодействовать средствам радиоэлектронного противодействия противника.
3. МНОГОКАНАЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ
3.1.ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ МНОГОКАНАЛЬНОЙ СВЯЗИ И СПОСОБЫ УПЛОТНЕНИЯ ЛИНИЙ СВЯЗИ
В практике построения современных телекоммуникационных систем
и сетей связи часто возникает необходимость одновременной передачи
больших объемов информации. При этом передача любой информации от
передатчика к приемнику системы связи (СС) осуществляется через физическую среду, представляющую собой линию связи (ЛС). Высокая
стоимость проводных ЛС (кабельных и волоконно-оптических линий) и
42
перегруженность радиолиний (сотовой мобильной радиосвязи, радиорелейной и спутниковой связи и др.) обусловливает необходимость их наиболее эффективного использования. В этой связи актуальной является
задача построения многоканальных систем связи (МКСС), обеспечивающих одновременную и независимую передачу большого числа сообщений
от разных источников информации при помощи общей ЛС. Очевидно, что
для построения МКСС необходимо, чтобы пропускная способность линии
связи С была не меньше суммарной производительности источников информации:
N
≥
HС
,
k
∑
=
k
1
где
H
– производительность k-го источника, а N – число каналов связи
k
(независимых источников информации).
Многоканальные системы так же как и одноканальные, могут быть
аналоговыми и цифровыми. Процесс образования в одной ЛС нескольких
каналов связи называется уплотнением линии связи. При построении аппаратуры МКСС, в соответствии с рекомендациями Международного
консультативного комитета по телефонии и телеграфии (МККТТ), в основу положен стандартный телефонный канал тональной частоты (канал
ТЧ), обеспечивающий передачу сигналов в полосе частот 0,3…3,4 кГц [1,
3, 11]. При передаче речевых сообщений в этой полосе частот обеспечиваются требования по разборчивости и естественности речи. Данный канал может также использоваться для передачи сигналов, у которых исходный спектр отличается от спектра речевого сигнала (телеграфные сигналы, сигналы фототелеграфной связи, телеуправления, сигналы аппаратуры передачи данных, цифровой связи и др.). Для передачи сигналов с
полосой, более широкой, чем полоса канала ТЧ, используют объединение
каналов ТЧ в группы (по два, три и более канала ТЧ) [1, 3, 11].
Степень многоканальности системы принято определять количеством стандартных каналов ТЧ, по которым МКСС обеспечивает передачу
информации. На основании рекомендаций МККТТ первичная группа каналов в МКСС с частотным разделением каналов включает в себя 12 каналов ТЧ [1, 3, 11]. На базе этой группы строятся СС с большим числом
каналов, например на 24, 60, 900, 1800 стандартных каналов ТЧ и более.
Для МКСС цифровой связи первичная группа объединяет 30 каналов ТЧ и
проектируется обычно на 30, 120, 480, 1920, 7680 телефонных каналов и
более [1, 3].
Общий принцип построения системы многоканальной связи можно
пояснить на примере рассмотрения обобщенной структурной схемы
МКСС, приведенной на рис. 7.1.
43
л
ξ(t)
ГПРД
ЛС
ГПРМ
УР
M
Д2
Д1
М1
М2
λ
N
(t)
УО
M
s
1
s
2
(t)
s
N
(t)
МN
{
}
∑
λ1(t)
λ2(t)
( )
ts
(t)
Г
s
АОК
АРК
(t)
ˆ
Г
( )
ˆ
( )
ts
1
ˆ
( )
ts
2
ˆ
( )
ts
N
ts
ДN
ˆ
( )
t
λ
1
ˆ
( )
t
λ
2
ˆ
( )
tNλ
Рис. 3.1. Обобщенная структурная схема N-канальной системы связи
Передаваемые сообщения
21
)(,...),(),(
ttt
λλλ
от каждого источни-
N
ка с помощью индивидуальных модуляторов М1, М2, …, МN преобразуются в соответствующие канальные сигналы
21
)(,...),(),(
tststs
N
. Совокуп-
ность канальных сигналов в устройстве объединения (УО) образует груп-
повой сигнал
)(гts
, связанный с канальными сигналами некоторым опера-
тором объединения:
== Nktsts
...,,2,1,)()(
г
k
.
В случае раздельной системы уплотнения объединение каналов сво-
дится к обычному суммированию [11]:
N
=
г
∑
k
tsts
)()(
.
k
=
1
Индивидуальные модуляторы вместе с устройством объединения образуют аппаратуру объединения (уплотнения) каналов (АОК). С учетом
частотного диапазона используемой ЛС сигнал
вого передатчика (ГПРД) преобразуется в линейный сигнал
)(гts
с помощью группо-
)(лts
, который
и передается в ЛС.
При приеме в МКСС на вход группового приемника (ГПРМ) поступает наблюдение
)(tξ
, включающее в себя помимо линейного сигнала
еще и помеховую составляющую. Из-за действия помех в ЛС оценка
группового сигнала
ния
)(tξ
, содержащего линейный сигнал
переданного
ˆ
)(
ts
, выделяемая (формируемая) ГПРМ из наблюде-
г
)(лts
, несколько отличается от
)(гts
. Далее в устройстве разделения (УР) из оценки груп-
пового сигнала выделяются (формируются) оценки канальных сигналов
ˆ
ˆ
),(
21
ДN преобразуются в оценки сообщений
ˆ
...,),(
)(
tststs
, которые в индивидуальных демодуляторах Д1, Д 2, ...,
N
ˆ
ˆ
),(
21
ˆ
λλλ
N
)(
ttt
(в общем
...,),(
)(лts
44
случае, из-за действия помех они отличаются от передаваемых сообщений). Устройство разделения и индивидуальные демодуляторы в совокупности образуют аппаратуру разделения каналов (АРК).
Обычно ГПРД, ЛС и ГПРМ объединяются в групповой тракт пере-
дачи, который вместе с АОК и АРК составляет МКСС. Модуляторы М1,
М2, …, МN и демодуляторы Д1, Д 2, …, ДN совместно с УО и УР образуют
соответственно индивидуальные тракты передачи и приема сообщений
отдельных каналов. Объединение и разделение канальных сигналов в УО
и УР при этом производится по определенным правилам. Обычно эти
правила определяются линейной теорией разделения сигналов.
3.2. ОСНОВНЫЕ ПОЛОЖЕНИЯ ЛИНЕЙНОЙ ТЕОРИИ РАЗДЕЛЕНИЯ СИГНАЛОВ
Чтобы УР в АРК было в состоянии различать сигналы отдельных каналов, должны существовать определенные признаки, присущие только
сигналу данного канала. В общем случае, такими признаками могут быть
параметры переносчика информации (канального сигнала), например,
амплитуда, частота или фаза в случае модуляции синусоидального переносчика, временное положение, длительность или форма сигнала при модуляции импульсных переносчиков. Соответственно на практике наибольшее распространение получили МКСС с фазовым, частотным, временным разделением каналов (ФРК, ЧРК, ВРК) и разделением по форме
сигналов или кодовым разделением каналов (КРК).
Системы с ФРК, ЧРК и ВРК с полным правом могут быть отнесены к
МКСС с линейным разделением каналов. В случае раздельной системы
уплотнения при линейном разделении канальных сигналов оператор выделения k-го сигнала Lk является линейным и поэтому можно записать
N
ˆ
Г
ˆ
{)}(ˆ{)(
ikkk
i
Исходя из (3.1), условие линейного разделения сигналов определяется как
ik
Это условие выполняется, если канальные сигналы
линейно независимыми, а для их формирования использовались линейно
независимые переносчики
налов определяется в приложении 3.1. Если помимо линейной независи-
мости переносчики представляют собой также систему ортогональных
функций, удовлетворяющих в интервале времени (t
N
===
∑∑
==
i
11
=
)}(ˆ{
tsL
)(tkψ
. Условие линейной независимости сиг-
tsLtsLtsLts
)},(ˆ{})(
(i и k = 1, 2, …, N). (3.1)
ik
ˆ
=
,,
kis
k
. (3.2)
≠
.,0
ki
)(ˆts
являются
k
, t2) условию
1
45
t
2
π
N
π
2
π
2
π
2
ψ
∫
i
t
1
)()(
dttt
k
то выделение оценки канального сигнала
ˆ
)(
ts
может быть выполнено путем перемножения последнего с перенос-
г
=
,,1
ki
=ψ
(3.3)
≠
,,0
ki
)(ˆts
из оценки группового
k
чиком данного канала и интегрирования в интервале ортогональности
t
2
ˆ
ˆ
)(
г
∫
t
1
dtttsts
)()(
ψ=
.
kk
Требованию ортогональности удовлетворяет целый ряд сигналов, которые могут быть использованы в МКСС в качестве переносчиков информационных сигналов (сообщений). Например, ортогональными являются электрические колебания с не перекрывающимися по частоте спектрами, периодические последовательности импульсов, не перекрывающиеся по времени, гармонические колебания с одинаковыми частотами и
отличающимися на
начальными фазами и т.д. Такие сигналы можно
безошибочно разделить при приеме. Кроме того, если учитывается влияние аддитивных помех в ЛС, то преимущество ортогональных сигналов
перед просто линейными становится неоспоримым, поскольку только условие ортогональности позволяет при приеме использовать энергию сигнала полностью [11].
Рассмотрим особенности построения МКСС с различными способами разделения каналов, наиболее часто использующимися на практике.
3.3. ФАЗОВОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ
Для многоканальной передачи сообщений на одной несущей могут
использоваться сигналы с переносчиками:
ktt
k
0
),sin()(
2
=ϕ∆ϕ∆+ω=ψ
Nk
,1,
=
. (3.4)
Однако среди N переносчиков вида (7.4) можно определить лишь
любые два линейно независимых, которые относятся также к классу ортогональных (см. приложение 3.1). Например, из множества (3.4) при ФРК
можно определить два гармонических колебания с одинаковыми частота-
ми и отличными на
начальными фазами, относящиеся к классу ортого-
нальных сигналов:
ttttt
cos()(,cos)( ω=
sin)
+ω=ψω=ψ
.
00201
46
Используя эти колебания в качестве ортогональных переносчиков,
2
π
ξ
s
л
ЛС
ГПРМ
2
)
sin
ωot
Г
ФВ
cos
ωot
АОК
cos
ωot
sin
ωot
Г ФВ
ФНЧ1
ФНЧ2
можно построить двухканальную систему связи с ФРК, упрощенная
структурная схема которой приведена на рис. 3.2.
Гармонические колебания
t
sinиcos ωω
, формируемые с помощью
00
генератора (Г) и фазовращателя (ФВ) на
, поступают на индивидуаль-
ные модуляторы (М1 и M2). В результате модуляции этих колебаний первичными сообщениями
Спектры канальных сигналов
перекрываться по частоте, если спектры сообщений
)(),(
tt λλ
образуются канальные сигналы:
21
tttsttts
sin)()(,cos)()( ωλ=ωλ=
.
022011
sin)(,cos)( ω=ω=
0201
)(),(
tt λλ
находятся
21
ttstts
могут
в одной частотной области (например, при передаче речевых сообщений).
Тем не менее, различение этих сигналов на приемной стороне возможно
благодаря взаимной ортогональности переносчиков
21
)(),(
tt ψψ
. В ре-
зультате линейного сложения формируется групповой сигнал:
ttttts
sin)(cos)()( ωλ+ωλ=
,
0201г
который в ГПРД преобразуется в линейный сигнал
ЛС. С выхода ЛС наблюдение
вую составляющую
)(
ts
, подается на ГПРМ, где формируется оценка
п
, включающее в себя
)(t
)(
ts
, выдаваемый в
л
)(лts
и помехо-
группового сигнала Синхронные детекторы (СД1 и СД2) при помощи
опорных колебаний
tt
sin,cos ωω
реализуют детектирование канальных
00
сигналов. Опорные колебания, поступающие на СД1 и СД2, должны быть
синфазными с соответствующими колебаниями, генерируемыми на пере-
λ1(t)
λ2(t)
М1
s
(t
s
Г
(t)
1
s
(t)
ГПРД
М2
(t)
АРК
CД2
СД1
ˆ
( )
t
λ
1
ˆ
( )
t
λ
2
( )
tξ
ˆ
( )
ts
Г
Рис. 3.2. Упрощенная структурная схема двухканальной системы связи
с фазовым разделением каналов
47
дающей стороне. Оценки сообщений первого и второго каналов (
ˆ
)(
tλ
) формируются соответственно фильтрами нижних частот (ФНЧ1 и
2
ФНЧ2). Спектральные составляющие сигналов
ˆ
A
1
ˆ
)(
ts
и
A
2
ˆ
)(
ts
с удвоен-
)(
tλ
и
1
ной частотой несущей (значительно большей максимальной частоты в
спектре модулирующего сообщения) подавляются в ФНЧ. Влияние каналов друг на друга при правильном выборе параметров системы практически отсутствует.
Недостатком МКСС с ФРК является то, что с их помощью можно
надежно разделить только два сигнала, переносчики которых отличаются
по фазе на угол π/2. Поэтому применение систем с ФРК ограничено. Кроме того, при реализации таких систем трудно обеспечить синфазную работу генераторов несущих и опорных колебаний на передающей и приемной стороне, соответственно.
3.4. ЧАСТОТНОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ
В МКСС с ЧРК канальные сигналы отличаются друг от друга положением своих спектров на оси частот. Обычно системы с ЧРК используются для передачи аналоговых сигналов, поскольку ширина полосы частот, занимаемых их спектром, обычно значительно меньше, чем ширина
полосы частот занимаемых спектром цифровых сигналов. Следует также
отметить, что при формировании канальных сигналов в АОК при ЧРК
целесообразно использовать виды модуляции, вводящие в сигнал минимально возможную частотную избыточность. Примером такого вида модуляции может служить однополосная модуляция (ОМ), которая обеспечивает формирование сигнала с полосой частот, не превышающей полосу
частот, занимаемых передаваемым сообщением. Использование ОМ позволяет в значительной степени сэкономить частотный ресурс МКСС и,
как следствие, обеспечить объединение гораздо большего числа каналов в
групповом тракте передачи.
На рисунке 3.3 представлена обобщенная структурная схема
N-канальной МКСС с ЧРК, в которой для формирования канальных сигналов используется ОМ. Применение при ЧРК ОМ предполагает соответствующий подбор частот пилот-сигналов (ПС) для разнесения канальных
сигналов по полосе частот. Частоты ПС выдаются генератором (Г). Канальные сигналы разносятся по частоте при помощи ПС таким образом,
чтобы обеспечить минимальную величину полосы частот, занимаемой
групповым сигналом.
Подавление несущих в спектре канальных сигналов
)(...,),(),(
tststs
21
как правило, строятся по балансной схеме (БM1, БМ2, …, БМN), а выделение
48
достигается в индивидуальных модуляторах, которые,
N
л
s
N
(t)
fN
L
f1
s
Г
(t)
s
1
(t)
M
f2
O
s
2
(t)
O
АОК
f1
f2
L
1
1
ПФN
ПФ2
ПФ
N
fN
M
M M
M
АРК
λ1(t)
λ2(t)
λN(t)
БМ
ПФ
1
1
БМ
ПФ
2
2
БМ
N
Г
ПФ
ГПРД
ЛС
N
ГПРМ
ˆ
Ã
ˆ
( )
ts
1
СД
ˆ
( )
ts
2
s
(t)
( )
tξ
( )
ts
СД
СД
2
ˆ
N
Г
N
ФНЧ
ФНЧ
( )
ts
ФНЧ
ˆ
( )
t
λ
1
ˆ
( )
t
λ
2
2
ˆ
( )
tNλ
Рис. 3.3. Обобщенная структурная схема N-канальной системы связи
с частотным разделением каналов
одной боковой полосы осуществляется в полосовых фильтрах (ПФ1, ПФ2,
…, ПФN). После объединения канальных сигналов групповой сигнал вы-
дается в ГПРД. Здесь осуществляется модуляция, учитывающая особенности используемой ЛС (например, частотной модуляции), и формируется
линейный сигнал, параметры которого определяются. На приемной стороне ГПРМ из принятого наблюдения формирует оценку группового сигнала, из которой при помощи полосовых фильтров (ПФ1, ПФ2, …, ПФN)
выделяются оценки канальных сигналов. Затем детектируются в канальных синхронных детекторах (СД1, СД2, …, СДN). Опорные колебания для
демодуляторов (с частотами
ˆ
Оценки сообщений
ˆ
),(
21
fff ...,,,
) выдаются с генератора (Г).
N
21
ˆ
...,),(
)(
ttt
λλλ
, передаваемых по различным
N
каналам, формируются при помощи ФНЧ (ФНЧ1, ФНЧ2, …, ФНЧN), полосы пропускания которых согласованы с полосой частот сообщений.
Очевидно, что для качественной демодуляции частоты опорных колебаний в АРК должны с точностью до фазы совпадать с частотами ПС в
АОК на передающей стороне. Данное обстоятельство в значительной степени осложняет практическую реализацию МКСС с ЧРК.
Принцип формирования спектра группового сигнала
)(Гts
в МКСС с
ЧРК и ОМ, структурная схема которой приведена на рисунке 3.3, поясняется диаграммами, приведенными на рис. 3.4.
Для идеального выделения спектров канальных сигналов из спектра
группового сигнала при приеме необходимо выполнение двух условий:
полное сосредоточение энергии сигналов
21
tststs
N
))(...,),(),((
в преде-
лах, отведенных для их спектров полос, и идеальность (рис. 3.4) характеристик разделительных полосовых фильтров ПФ
, ПФ2, …, ПФN. Однако
1
ни одно из этих условий на практике принципиально не выполнимо
[1, 11].
49
Реальные сигналы, передаваемые по каналам связи, имеют весьма
(
)
M
f1 f
1
f
N
N
O
L
широкий спектр. Кроме того, в результате преобразования сигналов в
процессе модуляции–демодуляции могут появиться побочные колебания,
частоты которых выходят за пределы отведенных для передачи канальных
сигналов полос пропускания. Реализация ПФ с идеальными АЧХ и ФЧХ
также невозможна. Поэтому на практике не удается получить полностью
ортогональные канальные сигналы, и для снижения взаимного влияния
каналов (уровня взаимных помех) необходимо предусматривать защитный частотный интервал между соседними каналами и использовать высококачественные ПФ. В этой связи полоса частот, приходящаяся на
стандартный канал ТЧ, обычно принимается равной 4 кГц. Разнос частот
между полосами соседних каналов составляет 0,9 кГц. Это означает, что в
МКСС с ЧРК и ОМ эффективно (для передачи полезной информации)
используется лишь около 80% частотного ресурса системы [11].
Важным достоинством ЧРК, в сравнении с ФРК, является возмож-
ность организации в ЛС более двух надежно разделенных каналов.
fS
( )
fS
S
1
( )
fS
λ
1
( )
fS
λ
2
( )
fS
λ
N
АЧХ ПФ
f
f
f
АЧХ ПФ
( )
fS
S
2
f
2
F∆
з
2
f
( )
fS
S
N
( )
fS
S
Г
∆F
АЧХ ПФ
f
f
Рис. 3.4. Принцип формирования спектра группового сигнала в N-канальной
системе связи с частотным разделением каналов
50