Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Системы и сети передачи информации. Учебное пособие.pdf
Исходя из рисунка 2.3 и в соответствии с выражением (2.2), база
ШПС с внутриимпульсной ФМн определяется как
f
∆
T
S
B
=
F
∆
λ э
L
=
=
.
τ
К основным свойствам ШПСС относятся:
1. Высокая устойчивость к воздействию сосредоточенных по спектру
организованных помех (повышенная помехоустойчивость).
2. Скрытность передачи (малая вероятность обнаружения и перехва-
та сообщений).
3. Связь многих абонентов в общей полосе частот (обеспечение мно-
гостанционного доступа на основе кодового разделения каналов).
4. Высокая разрешающая способность по времени прихода сигнала
(борьба с многолучевостью, возможность точной синхронизации).
Повышенная помехоустойчивость ШПСС определяется тем, что при
ограниченной мощности помехи Pп и ширине ее спектра
или равной ширине спектра сигнала
f∆
, применение ШПС позволяет
S
f∆
, меньшей
S
существенно увеличить отношение сигнал−шум относительно узкополосных сигналов.
В частности, если
2/
fNP ∆=
и
nnn
ff ∆=∆
, то отношение сиг-
Sn
нал−шум на выходе корреляционного приемника или СФ, в случае оптимального приема, может быть представлено в виде
P
E
2
Q
S
o
N
n
TP
S
==
fP
∆
/
Sn
fP
∆
=
∆
n
S
SS
FP
λ
B
=
. (2.3)
P
n
Из (2.3) следует, что отношение сигнал−шум в ШПСС увеличивается
пропорционально базе сигнала, определяемой как (2.2). Подобный выигрыш в отношении сигнал−шум имеет место при сосредоточенных по
спектру помехах, когда
на фоне широкополосной помехи (
ff ∆≤∆
. Помехоустойчивость приема сигналов
Sn
ff ∆≥∆
) типа БГШ определяется
Sn
только отношением энергии сигнала к спектральной плотности помехи
(шума) и не зависит от вида используемого сигнала [1, 22].
Скрытность передачи в ШПСС связана с уменьшением уровня
спектральной плотности сигнала в результате увеличения его базы. При
заданной мощности сигнала
2
PN
SS
=
f
∆
S
2/
NfP ∆=
спектральная плотность ШПС
SSS
TP
S
=
∆
S
TP
S
=
(2.4)
B
Tf
в B раз меньше, чем у узкополосного сигнала (УПС) при равных мощностях и скорости передачи информации. Поэтому в точке приема при неиз-
21
вестной структуре ШПС вероятность его обнаружения на фоне помехи
п
N
f
УПС
ШПС
(шума) низка (рис. 2.4). Уменьшение уровня спектральной плотности сигнала в B раз сказывается не только на повышении скрытности передачи
информации, но и в ряде случаев позволяет обеспечить лучшую электромагнитную совместимость.
Многостанционный доступ различных абонентов в общей полосе
частот на основе использования ШПС может быть обеспечен при кодовом
разделении каналов. В этом случае отдельные абоненты имеют разные
формы ШПС (расширение спектра частот осуществляется на основе способов модуляции или кодирования, различных для каждого канала). Сигналы разных абонентов выбирают таким образом, чтобы они как можно
больше отличались друг от друга, т.е. были приблизительно ортогональны
или квазиортогональны:
≈ ,0)()(
dttsts
lk ≠
l
k
∫
.
Высокая разрешающая способность по времени прихода сигнала основана на том, что ШПС имеют корреляционную функцию с узким пиком, длительность которого обратно пропорциональна ширине спектра
сигнала.
При оптимальной обработке ШПС приемные устройства, построенные на основе корреляторов или СФ, дают выходной сигнал, пропорциональный корреляционной функции ШПС. Ширина пика корреляционной
функции, как известно, обратно пропорциональна ширине спектра сигнала. Поэтому отклики СФ при приеме сигналов в многолучевом канале
связи (рис. 2.5, а) для УПС (рис. 2.5, б) и ШПС (рис. 2.5, в) определяют
возможность разделения при приеме запаздывающих лучей. Когерентное
суммирование узких пиков корреляционной функции ШПС позволяет
устранить возникающую в результате многолучевости интерференцию
принимаемых сигналов и связанных с ней потерь в мощности.
Возможность разделения отдельных лучей и, как следствие, определение времени прихода запаздывающих сигналов позволяют повысить
точность синхронизации при использовании ШПС.
Ns, N
s
22
N
п
Рис. 2.4. Спектральные плотности сигналов с различными
базами и помехи (шума)
=
S(t)
S1(t)
а)
Rs(t)
R1(t)
б)
Rs(t)
R1(t)
в)
S2(t)
S3(t)
t
R2(t)
R2(t)
R3(t)
R3(t)
Прием
УПС
t
Прием
ШПС
t
Рис. 2.5. Сигналы на выходе согласованного фильтра
2.3. ВИДЫ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ (ШПС) И ИХ ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Все ШПС подразделяются на сигналы с непрерывным изменением
параметров, например, сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ),
и ШПС с дискретным изменением параметров. В СС наибольшее распространение нашли рассматриваемые ниже ШПС с дискретным изменением
параметров.
К основным параметрам, характеризующим ШПС с дискретным изменением параметров, относятся:
1) закон (правило) формирования ШПС;
2) число различных вариантов ШПС (ансамбль сигналов) m при за-
данной базе B;
3) вид корреляционной функции сигнала Rs(τ);
4) вид спектра (спектральной плотности) сигнала Ss(ω);
5) взаимокорреляционные характеристики ансамбля сигналов и чис-
ло квазиортогональных сигналов;
6) длительность T и полоса частот
7) полоса частот
f∆
и длительность
i
f∆
ШПС;
S
t∆
элементарных сигналов, из
i
которых состоит ШПС, удовлетворяющие условиям:
ffT ∆≤∆≤/1
,
Si
≤∆≤∆ ,,...,2,1 Li
iS
,/1 Ttf
где L – количество элементарных сигналов в ШПС.
Формирование основных видов ШПС с дискретным изменением параметров можно отобразить с помощью частотно-временных матриц
23
∆
t
i
T t
L
0
∆
∆
0 T t
∆
i
0
M
∆fs
f
f
∆fs
f
∆fs
f
f
i
а)
б)
T t
в)
t
i
Рис. 2.6. Виды частотно-временных матриц ШПС с дискретным
изменением параметров
(ЧВМ) на рис. 2.6. В соответствии с этим различают: параллельные
(рис. 2.6, а); последовательные (рис. 2.6, б) и последовательно-параллель-
ные (рис. 2.6, в) ШПС.
Число возможных различных сигналов m (вариантов ШПС) при некоторой базе B определяет ансамбль сигналов, который может использоваться в ШПСС. С ростом B число m увеличивается. Сравнивать ШПС по
этому параметру следует лишь при некотором определенном значении
базы B.
С точки зрения оценки потенциальных возможностей ШПСС важными характеристиками являются корреляционная и взаимная корреляционная функции, а также спектральная плотность используемого ШПС,
которые для его различных вариантов определяются как
+∞
)τ( dttsts
R
k
)( dttsts
R
ki
1
∫
E
S
k
∞−
+∞
1
∫
EE
SS
∞−
ik
+∞
τ=ω .)()(
kk
∫
∞−
τ−= ,)()(
kk
ik
τ−
ω
i
dteRS
τ−=τ ,)()(
(2.5)
Определяемые как (6.5) функции позволяют судить о степени ортогональности различных вариантов ШПС, входящих в ансамбль сигналов
при заданной базе B и некотором произвольном временном сдвиге τ. Это,
в свою очередь, в значительной степени влияет на потенциальные возможности ШПСС [1, 22].
2.4. ФОРМИРОВАНИЕ ШПС
2.4.1. Формирование параллельных ШПС
Параллельный ШПС в соответствии с ЧВМ, приведенной на рис. 2.6 а,
представляет собой совокупность разнесенных по частоте радиоимпуль-
24
сов, передаваемых одновременно в течение интервала времени T. Этот
2
2
ω
∆
ω−ω∆+
ω
≠
вид ШПС появился одним из первых и часто называется многочастотным (МЧ) сигналом. Аналитическое выражение k-го варианта МЧ-сигнала
на интервале T может быть представлено в виде
L
∑
i
k
tAts
=
1
ϕ+ω=
),cos()(
kikikik
),0( Tt ∈
. (2.6)
Здесь Aki, ωki, ϕki − соответственно амплитуды, частоты и начальные
фазы i-х составляющих k-го варианта параллельного ШПС; Lk − число
гармонических составляющих, используемых при формировании k-го варианта последовательного ШПС (k = 1, 2, ... , m; m – основание кода, используемого в канале связи);
i ω∆+ω=ω
− циклическая частота i-й
kkki
гармонической составляющей сигнала, в которой ∆ωk − разнос частот.
Если имеет место двоичный канал, то сигнал (6.6) обеспечивает передачу по каналу связи посылок 0 или 1 первичного цифрового сигнала
(т.е. для передачи информации требуется два варианта ШПС k = 1 или 2).
Для такого сигнала полоса частот, в которой содержится основная
часть его спектральной плотности, определяется как
=∆
f
s
)(
π
LL
kkkikkk
=
.
π
Если разность начальных фаз кратна π, то обеспечивается ортогональность отдельных элементарных сигналов:
T
=
dttstS
,0)()(
ji
∫
0
kjki
Исходя из вышеизложенного и с учетом того, что
.
TF/1=∆
λ
, база
k-го варианта, параллельного ШПС, согласно (6.2) определяется как
LTfB =∆=
,
ks
т.е. она равна числу гармонических составляющих, входящих в МЧ-сигнал.
Устройство формирования параллельного ШПС строится в соответствии с (2.6) и его структурная схема имеет вид, приведенный на рис. 2.7.
При работе в канале связи с основанием кода m используется m схем
формирования вариантов ШПС, каждая из которых включает в себя: узкополосные полосовые фильтры (ПФ), настроенные на частоты ωki; усилители и фазовращатели (ФВ), определяющие необходимые значения амплитуды A
и начальной фазы ϕki соответствующих гармонических со-
ki
ставляющих k-го варианта ШПС. Генератор периодической последовательности импульсов (ГППИ) достаточно малой длительности с периодом
Т является задающим элементом, который когерентно возбуждает ПФ
25
схем формирования вариантов параллельного ШПС. После ПФ гармони-
Вых.
M
M
M
ΣΣΣΣ
M M M
M
T
t
ческие сигналы подаются на усилители и ФВ. Для получения варианта
ШПС, например sk(t), выходные напряжения ФВ складываются в сумматоре. На выходе устройства формирования кодер (К) осуществляет выбор
того или иного варианта ШПС в соответствии с подаваемым на его второй
вход информационным сигналом
ПФ 11ω
ПФ
11A
ω
12A
12
)(tΘ
.
ФВ
ϕ
ФВ
11
ϕ
12
s
(t)
1
сигн
.
К
ПФ
ω
1L
Схема формирования 1-го варианта ШПС
ГППИ
Схема формирования k-го варианта ШПС
Схема формирования m-го варианта ШПС
Рис. 2.7. Структурная схема устройства формирования параллельного ШПС
A
ФВ
1L
1
1
ϕ
1L
1
Инф. сигн.
( )
tθ
s
(t)
k
s
(t)
m
На рисунке 2.8 приведены временные диаграммы, поясняющие
принцип формирования реализации k-го варианта, параллельного ШПС.
На рисунке 2.9 а и б приведен примерный вид спектральной плотности и огибающей корреляционной функции k-го варианта параллельного
ШПС при количестве элементов L = 20 [1]. Из рисунка видно, что основная энергия сигнала заключена в области частот шириной ∆fs вокруг некоторой несущей fн (средней частоты в спектре). Спектральная плотность
имеет точки, равные нулю или близкие к нулю. Положение этих точек
определяется фазовым кодом. Огибающая корреляционной функции имеет основной максимум в окрестности нулевой точки. Форма основного
максимума и побочных выбросов существенно зависит от выбранного
кода.
На практике при формировании параллельных ШПС обычно выполняются следующие условия: L
Начальные фазы выбираются по заданному для каждого варианта фазо-
26
= L = const; Ak = A = const; ϕ
k
= 0 или π.
ki
T
ω
ϕ
0
-
A
A
k1
t
ω
ϕ
0
-
A
ki
t
M
T
ω
ϕ
0
-
A
kL
kL
t
M
T
0
t
T
R
τ
τ
A
cos(
t +
k1
A
cos(
ki
ki
)
k1
k1
t +
)
ki
A
A
cos(
t +
kL
kL
)
kL
A
sk(t)
Рис. 2.8. Формирование реализации k-го варианта параллельного ШПС
Sk ( f )
(
k
f
н
∆f
s
)
0,8
0
0,40,2
f
а)
/ T
Рис. 2.9. Спектральная плотность и корреляционная функция
k-го варианта параллельного ШПС
б)
27
вому коду, что позволяет обеспечить шумоподобную структуру формируемого сигнала с относительно равномерным спектром.
Широкого применения в СС МЧ-сигналы (параллельные ШПС) не
нашли, поскольку:
а) для их формирования и обработки трудно использовать элементы
цифровой техники;
б) у них плохой пикфактор (т.е. в реализациях сигнала имеет место
большое отношение максимальной мощности к ее среднему значению);
в) для получения большой базы B необходимо иметь большое число
частотных каналов (на рис. 2.7 Lk каналов) [1, 22].
2.4.2. Формирование последовательных ШПС
Исходя из вида ЧВМ (рис. 2.6, б), последовательный ШПС представляет собой совокупность разнесенных во времени элементарных радиоимпульсов одной частоты, отличающихся друг от друга только начальными фазами, значения которых определяются в соответствии с некоторой
расширяющей псевдослучайной последовательностью (ПСП).
Наиболее широкое применение из класса последовательных ШПС
нашли двоичные одночастотные сигналы с внутриимпульсной ФМн.
Структурные схемы передатчика и приемника СС с таким ШПС приведены на рис. 2.1 а и б.
Аналитическое выражение k-го варианта последовательного ШПС с
внутриимпульсной ФМн на интервале длительности элемента информационного цифрового сигнала T может быть представлено в виде
Θ−
t
)(1
k
где
)(tΘ
и
k
0
L
[ ]
∑
=
i
1
)(tp
− информационный сигнал и отрезок расширяющей
k
ПСП, соответствующей k-му варианту ШПС;
=ϕ+ω−=
ttpAts
)cos()()1()(
00
(2.7)
∈ϕ+ϕ+ωτ−−=
TttitA
ki
00э0
),,0(),cos()1(rect
LT /э=τ
− длительность
элементарного сигнала (импульса); A0 − амплитуда; ω0 − несущая циклическая частота, ϕ0 − некоторая начальная фаза. С учетом (2.7) структурная
схема устройства формирования последовательного ШПС для канала связи, использующего код с основанием m, приведена на рис. 2.10.
Рассматриваемое устройство содержит m схем формирования вариантов ШПС, каждая из которых включает в себя схему формирования
кодовой ПСП (СФПСП), генерирующую отрезок расширяющей последовательности для k-го варианта ШПС. Все СФПСП синхронизируются при
помощи генератора тактовых импульсов (ГТИ), следующих с периодом T.
Кодер (К) осуществляет процедуру выбора варианта ШПС в соответствии
28
с информационным сигналом
Инф. сигн.
M
M
M
M
t
СФПСП
p
m
)
A
)(tΘ
(на рис. 2.10, а роль К играет ФМ).
С выхода К сигнал подается на балансный модулятор (БМ), где при помощи выдаваемого с генератора несущей частоты (ГНЧ) сигнала осуществляется перенос спектра ШПС на некоторую несущую частоту.
Схема формирования
1-го варианта ШПС
ГТИ
(t)
Схема формирования
k
-го варианта ШПС
Схема формирования
m
-го варианта ШПС
s
ТИ
Рис. 2.10. Устройство формирования последовательного ШПС
p1(t)
К
( )
tθ
pk(t
(t)
БМ
ГНЧ
( ) ( )
Вых. сигн.
cos(
o
tptkθ
ω0t+ϕ
)
o
Процесс формирования k-го варианта последовательного ШПС с
двоичной внутриимпульсной ФМн в различных точках устройства, схема
которого приведена на рис. 2.10, показан на рис. 2.11.
Последовательный ШПС с двоичной внутриимпульсной ФМн представляет собой непрерывную последовательность элементарных сигналов
длительностью τэ в виде отрезков гармонического колебания частоты ω0,
причем на границе элементарных сигналов, соответствующих переходам
в ПСП от 0 к 1 и от 1 к 0, начальная фаза высокочастотного колебания
изменяется на угол π.
Примерный вид спектральной плотности и огибающей корреляционной функции k-го варианта последовательного ШПС, соответствующего
представленному на рис. 2.12 а, наряду со спектральной плотностью
ШПС приведены изображенные пунктиром осредненные спектральные
плотности информационного сигнала
)(tΘ
и расширяющей информаци-
онной последовательности p(t), перенесенные на некоторую несущую
частоту f
. Спектральная плотность k-го варианта последовательного
0
ШПС Sk( f ) по существу является результатом суперпозиции спектральных плотностей
Θ
)(0ffS −
и
)(0ffSP−
.
29
τ
τ
τ
τ
τ
0 0 0 0 1 1 1
0
pk(t)
t
0
ω
ϕ
t
0
s
ТИ
(t)
t
0
s
t
f
э
f
f0 - 1/
T
-5τэ -3
τэ -τэ 7τэ=T 5
τэ 3τэ
τэ
0
T
2
3
Ao cos(
t+
)
о
o
A
o
-A
o
(t)
k
A
o
-A
o
э
5τэ
4τэ
э
э
6
Рис. 2.11. Формирование k-го варианта последовательного ШПС
с двоичной внутриимпульсной ФМн
( )
ffS −
нp
S ( f )
( )
θ
ffS −
н
( )
fS
k
7
э
э
f0 - 1/τ
∆f
Rk ( τ )
+ 1/T
0
0
s
+ 1/τ
0
э
-7τэ= -T
f f
а)
τ
б)
Рис. 2.12. Спектральная плотность и корреляционная функция k-го варианта
последовательного ШПС с двоичной ФМн
30