2.6. СИНХРОНИЗАЦИЯ ПРИ ПРИЕМЕ ШПС

Добавил:

ivanov666 Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.

Вуз:

Башкирский Государственный Аграрный Университет

Предмет:

[НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Файл:

Системы и сети передачи информации. Учебное пособие.pdf

Скачиваний:

Добавлен:

08.09.2026

Размер:

2 Мб

Скачать

☆

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 134 5 6 7 8 9 10 11 12 13 > Следующая >>>

Представленная на рисунке 2.12 б огибающая корреляционной функции имеет узкий основной пик и относительно малый уровень боковых лепестков. Это свидетельствует о хороших корреляционных свойствах последовательного одночастотного ШПС с двоичной внутриимпульсной ФМн.

С учетом вида спектральных плотностей (рис. 2.12, а) и в соответствии с (2.2) база последовательного ШПС равна числу элементов сложного сигнала и определяется как

TfB

≈∆=

=τ

Широкое применение в системах последовательных ШПС с двоичной внутриимпульсной ФМн объясняется их хорошими корреляционными свойствами, возможностью получения значительного числа вариантов сигнала и, кроме того, сравнительной простотой реализации устройств формирования и демодуляции на элементах цифровой микроэлектронной техники. В настоящее время в качестве ПСП для двоичной ФМн в последовательных ШПС используются, как правило, коды Баркера, последовательности Голда, последовательности Хаффмена (или М-последовательности), нелинейные составные и другие последовательности. Эти последовательности позволяют получать хорошие спектральные и корреляционные характеристики сигнала. Коды Баркера, например, обеспечивают формирование корреляционных характеристик ШПС, близких к идеальным. Несколько худшие корреляционные свойства сигнала обеспечивают М-последовательности. Однако последние получили широкое применение на практике, поскольку позволяют построить достаточно большие ансамбли квазиортогональных сигналов (вариантов ШПС) при относительной простоте технической реализации устройств формирования М-последовательностей (СФПСП на рис. 2.10).

2.4.3. Формирование последовательно-параллельных ШПС

Последовательно-параллельный ШПС, исходя из вида его ЧВМ (рис. 2.6, в), представляет собой совокупность разнесенных по времени и

частоте частотно-временных элементов.

Из класса последовательных ШПС в современных цифровых СС получили наибольшее распространение прежде всего сигналы с дискретной частотной манипуляцией (ДЧМн) [1, 22, 23]. Они образуются в результате скачкообразного изменения несущей частоты по закону ПСП при постоянной амплитуде и шаге квантования по времени и частоте. Такие сигналы часто называют сигналами с псевдослучайной (или программной) пере-

стройкой рабочей частоты (ППРЧ).

В сигналах с ППРЧ рабочая частота может изменяться несколько раз

∈

(

)

(

)

СМ

СЧ

ГПСП

ГНЧ

за время передачи одного бита информации (быстрая ППРЧ) или один раз за время передачи нескольких бит (медленная ППРЧ). Для быстрой ППРЧ аналитическое выражение k-го варианта последовательно-параллельного ШПС на интервале длительности элемента информационного цифрового сигнала T можно записать как

Здесь

[ ]

∑

LT /э=τ

– длительность элементарного сигнала, определяе-

ϕ+ω+ωτ−−=

tltitAts

)cos()1(rect)(

kikkikk

. (2.8)

),0( Tt

мая шагом дискретизации по времени (L – количество элементов ШПС);

∆ωk – минимальный частотный сдвиг несущей, определяемый шагом дискретизации по частоте и выбираемый, как правило, из условия кратности ширине спектра одного импульса:

=ω∆=ω∆

jk=1, 2, ... . (2.9)

Выбор ∆ωk в соответствии с (2.9) позволяет обеспечить условие ортогональности каждого k-го сигнала, определяемого выражением (2.8). В соответствии с (2.8) строится приведенная на рис. 2.13 структурная схема устройства формирования последовательно-параллельного ШПС. На вход манипулятора подается информационный сигнал и опорное колебание с генератора несущей частоты. После осуществления в М узкополосной манипуляции несущей частоты сигнал выдается на смеситель, в котором при помощи опорных колебаний, выдаваемых с синтезатора частот, (СЧ), реализуется ППРЧ. Управление СЧ осуществляется генератором ПСП (ГПСП).

Пример ЧВМ и соответствующей ей временной диаграммы трехэлементного k-го варианта последовательно-параллельного ШПС с быстрой ППРЧ без скачка начальной фазы приведен на рис. 2.14. Из рисунка видно, что временная реализация сигнала полностью определяется его частотно-временной структурой, задаваемой ЧВМ.

Инф. сигн.

tθ

θ,tf

Вых. сигн.

( )

Рис. 2.13. Структурная схема устройства формирования

последовательно-параллельного ШПС

tlt ϕ+ω∆+ωcos

ikkikk

τэτ

∆

f +

∆

min

= f + ∆f f

max

= f + L∆f

∆f

f +

f + ∆f

(t)

f +

ff + ∆f

f +

Рис. 2.14. Частотно-временная матрица и временная диаграмма k-го варианта трехэлементного последовательно-параллельного

ШПС с быстрой ППРЧ

На рисунке 2.15 а и б соответственно приведены спектральная плотность и корреляционная функция k-го варианта последовательнопараллельного ШПС, когда i последовательно принимает значения 1, 2, ...,

L, а частотный сдвиг

/12/ τ−πω∆=∆f

. Спектральная плотность сигнала

образуется как результат суперпозиции спектров отдельных импульсов.

В общем случае, спектр последовательно-параллельного ШПС имеет сложный характер, так как определяется не только амплитудными, но и фазовыми спектрами элементарных импульсов. Наличие временного и частотного сдвигов между составляющими отдельных импульсов может приводить к провалам вплоть до нуля в амплитудном спектре результирующего сигнала. Приведенная на рис. 2.15, а спектральная плотность соответствует случаю, когда в манипуляторе (рис. 2.13) осуществляется дискретная частотная манипуляция (ДЧМн) без разрыва фазы и провалов до нуля в амплитудном спектре [1, 3].

Sk( f )

∆f

Rk (

∆fs

)

а)

б)

Рис. 2.15. Спектральная плотность и корреляционная функция

k-го варианта последовательно-параллельного ШПС с ДЧМн

Полоса частот, занимаемая спектральной плотностью на рис. 2.15,

определяется как

fLffff

∆+=∆+−=∆ )1(2

τ= LT

, то для базы сигнала

Поскольку обычно

minmax

/12/ τ=πω∆=∆f

с ППРЧ в соответствии с (2.2) будет иметь место выражение

TfB

=∆=

.)1(

LLL

+=τ

Из рисунка 2.15 б видно, что сильная корреляция имеет место в об-

ласти

τ<<τ

. В общем случае ширина области сильной корреляции об-

ратно пропорциональна величине L2. Это свидетельствует о хороших корреляционных свойствах сигналов с ППРЧ, поскольку их корреляционная функция позволяет реализовать достаточно большой ансамбль квазиортогональных сигналов и обеспечить высокую разрешающую способность по временным задержкам сигналов при многолучевом приеме.

2.5. МЕТОДЫ ОБРАБОТКИ ШПС

2.5.1. Корреляционная обработка

Устройства обработки широкополосных сигналов строятся либо на ос-

нове корреляторов, либо с использованием согласованных фильтров (СФ).

Корреляционная обработка ШПС осуществляется в два этапа:

1. Устраняется широкополосная модуляция (манипуляция при помощи ПСП или скачкообразное изменение частоты). При этом ШПС преобразуется в узкополосный сигнал, ширина спектра которого определяется модулирующим информационным сообщением.

2. Выделяется содержащаяся в сигнале информация. При этом используются обычные способы демодуляции УПС (ЧМн, ФМн, ОФМн и т.п.) [1, 22 – 24].

На первом этапе широкополосная модуляция снимается при помощи умножения принимаемого ШПС на опорный сигнал, формируемый в приемнике и имеющий ту же структуру, что и обрабатываемый сигнал. При этом опорный и принимаемый сигналы должны быть синхронизированы. В процессе перемножения осуществляется преобразование спектра принимаемого ШПС, приводящее к появлению спектральных составляющих УПС, которые в последующем и выделяются.

На втором этапе осуществляется обычная демодуляция УПС, полученного на первом этапе. Учитывая это, далее будем рассматривать первый этап обработки.

По способу построения корреляторы, реализующие первый этап обработки, делятся на корреляторы прямого преобразования и корреляторы

с преобразованием частоты. На рисунке 2.16 приведен порядок форми-

()(

)

()()()(

)

рования и обработки последовательного ШПС с внутриимпульсной ФМн в ШПСС с коррелятором прямого преобразования. Слева представлен фазовый модулятор передатчика, формирующий ШПС (рис. 2.16, а), а справа − коррелятор прямого преобразования приемника (рис. 2.16, б). При приеме на вход демодулятора подается наблюдение, включающее в себя непосредственно сигнальную составляющую (ШПС) и помеху (шум) n(t), которое в корреляторе перемножается на ПСП p(t), идентичную использовавшейся в модуляторе ШПСС. На выходе полосового фильтра (ПФ), согласованного по полосе пропускания с шириной полосы частот спектра УПС, формируется оценка УПС.

( )

θ,tf

tptf θ,

tntptft +θ=ξ ,

ПФ

( )

θ,ˆtf

p(t)

а) б)

Рис. 2.16. Преобразование сигнала в ШПСС с коррелятором

прямого преобразования

p(t)

На рисунке 2.17 приведен пример процесса демодуляции при условии, что уровень помехи (шума) n(t) мал и не оказывает существенного влияния на качество приема, а проблема синхронизации p(t) на передающей и приемной стороне решена.

Характер преобразований спектральных плотностей сигнала и помехи в ШПСС, модулятор и демодулятор которой приведены на рис. 2.16, поясняется на рис. 2.18. Демодуляция ШПС приводит к модуляции помеховой составляющей n(t) наблюдения и, как следствие, расширению спектральной плотности помехи. При неизменной мощности помехи это приводит к уменьшению уровня ее спектральной плотности Nп относительно уровня спектральной плотности сигнала. Подобное преобразование объясняет увеличение отношения сигнал−шум (помеха) в полосе частот УПС при обработке ШПС, принимаемого на фоне сосредоточенной по спектру помехи (см. выражение (2.3)).

Из рисунка 2.18 видно, что при корреляционной обработке ШПС осуществляется сжатие спектра сигнала.

С точки зрения практической реализации корреляционная обработка при помощи корреляторов прямого преобразования может быть существенно упрощена, если снизить частоту принимаемого сигнала до некоторой промежуточной частоты (ПЧ). В этом случае становится возможным повышение качества демодуляции ШПС [1]. На рисунке 2.19 приведена структурная схема устройства, включающего в себя смеситель, и позволяющего снизить частоту демодуляции сигнала.

(

)

θ,tf

0 0 0

0 0

(

)

p(t)

( ) ( )

tptf θ,

p(t)

( )

θ,ˆtf

Рис. 2.17. Демодуляция последовательного ШПС с внутриимпульсной

ФМн в корреляторе прямого преобразования

( )

tf θ,

( )

tξ

( )

tf θ,

Nп

Рис. 2.18. Преобразование спектральных плотностей сигнала и помехи

в ШПСС при корреляционной обработке

()()(){

}

()()()(

)

()()()(

)

+ϕ+ωθ=ξ

ПФ

()(

)

ϕ+ω

(

)

tntptft +θ=ξ ,

СМ

( ) ( )

[ ]

cos

( )

[ ]

cos

Рис. 2.19. Преобразователь частоты при обработке ШПС

ω+ω

Ï ×

p(t)

tntptf

ПЧ

ttp

ω+ω

Ï ×

Использование корреляторов прямого преобразования для обработки параллельных и последовательно-параллельных ШПС невозможно, поскольку в этих сигналах изменяется частота отдельных элементов и, как следствие, необходимо менять опорную частоту в устройстве обработки при приеме.

Корреляционная обработка последовательно-параллельного ШПС (или сигнала с ППРЧ) осуществляется коррелятором с преобразованием частоты. Пример преобразований в ШПСС с такой обработкой приведен на рис. 2.20. Слева отражена упрощенная структурная схема устройства формирования ШПС на передающей стороне, а справа − структурная схема устройства снятия манипуляции по частоте на приемной стороне. Оценка

),( Θtf

в приведенной схеме формируется при помощи полосово-

го фильтра, согласованного по полосе частот с УПС. Основные проблемы при обработке ШПС с ППРЧ связаны с реализацией синтезатора частот, который обеспечивал бы быструю перестройку частоты в соответствии с управляющими сигналами от генератора ПСП (ГПСП). Существующие синтезаторы частоты могут обеспечивать изменение частоты за единицы микросекунд в диапазоне до сотен мегагерц.

ttf

θ,tf

cos,

tnttft

( )

ГПСП

t ϕ+ωcos

СЧ

( )

θ,ˆtf

( )

t ϕ+ωcos

СЧ ГПСП

Рис. 2.20. Коррелятор с преобразованием частоты для ШПС с ППРЧ

Отметим, что при корреляционной обработке ШПС необходимым условием является обеспечение синхронизации опорной ПСП и модулирующей ПСП. Это существенно затрудняет практическую реализацию устройств корреляционной обработки ШПС [1, 22 – 24]. В этой связи более привлекательным является использование для приема ШПС СФ, поскольку они инвариантны к временным задержкам сигнала.

2.5.2. Согласованная фильтрация

Согласованный фильтр – это линейный фильтр, который полностью согласован с параметрами принимаемого сигнала и обеспечивает максимально возможное (пиковое) отношение сигнал−шум на выходе при обработке сигнала. Это становится возможным в случае, если комплексная частотная характеристика и импульсная характеристика СФ полностью определяются спектром и формой временной реализации сигнала, соответственно [14].

При любой задержке сигнала в канале связи СФ работает одинаково. В соответствии с изменением задержки изменяется лишь временное положение максимума его отклика на принимаемый сигнал (пропорционального максимально достижимому отношению сигнал−шум). Как известно, импульсная характеристика СФ h(t) связана с сигналом соотношением «зеркальности». Например, для фильтра, согласованного с k-м вариантом ШПС sk(t), будет справедливым соотношение

)()( tTsth

−=

Если сигнал имеет задержку

, то максимальное значение отклика

СФ на сигнал будет иметь место в момент

Tt +=3τ

(где T – длительность

принимаемого сигнала). Синхронизация опорной и модулирующей ПСП при этом не требуется. Опорная последовательность реализуется как «зеркальное» отображение импульсной характеристики СФ.

В отличие от корреляционной обработки, при согласованной фильтрации осуществляется сжатие сигнала не по спектру (преобразование ШПС в УПС), а по времени. Сигнал на выходе приемного устройства на СФ имеет примерно ту же ширину спектра, но длительность его уменьшается примерно на величину базы B (отклик СФ соответствует корреляционной функции ШПС, а ширина ее главного лепестка в B раз уже, чем у корреляционной функции исходного УПС). При этом остаются справедливыми все отмеченные выше эффекты повышенной помехозащищенности, хотя они и объясняются через явление сжатия спектра, т.е. с позиций корреляционной обработки.

На рисунке 2.21 приведен вариант демодулятора, реализованного на основе СФ. При этом СФ настроен на последовательный ШПС с двоичной внутриимпульсной ФМн, реализация которого отражена на рис. 2.11.

Смеситель при помощи частоты гетеродина f

обеспечивает пониже-

гет

ние частоты принимаемого сигнала до некоторого промежуточного значения, позволяющего существенно облегчить реализацию СФ. Включение элементов линии задержки (ЛЗ) и фазовращателей на π соответствует зеркальному отражению k-го варианта ШПС, приведенного на рис. 2.11. Характер напряжений на выходе СФ и детектора огибающей (ДО) приведены на рис. 2.22 а и б, соответственно.

Согласованный фильтр

ξ(t

)

гет

СМ

τэτэτэτ

πππ

ДО

ЛЗ

(t)

СФ

(t)

Рис. 2.21. Демодулятор последовательного ШПС с двоичной

внутриимпульсной ФМн на основе согласованного фильтра

)

СФ (

T -

T +

а)

(

)

T -

T +

б)

Рис. 2.22. Напряжения на выходе согласованного фильтра

и детектора огибающей

Основной проблемой при реализации демодуляторов на СФ являются ограничения, накладываемые на параметры ЛЗ (полоса пропускания, задержка, стабильность параметров при изменении условий работы и

т.п.), которые определяют возможность синфазного сложения выходных напряжений с отводов ЛЗ. В настоящее время СФ, реализованные на ультразвуковых ЛЗ с поверхностной акустической волной (ПАВ), обеспечивают обработку ШПС с базой до десятков тысяч и шириной спектра в десятки мегагерц [7].

Инвариантность СФ к времени прихода сигнала: во-первых, облегчает решение проблемы синхронизации при приеме ШПС; во-вторых, упрощает реализацию приема многопозиционных сигналов (например, при использовании в канале связи кода с основанием m > 2). Эти обстоятельства во многом определяют эффективность применения согласованной фильтрации при обработке ШПС.

2.6. СИНХРОНИЗАЦИЯ ПРИ ПРИЕМЕ ШПС

Как уже отмечалось выше, синхронизация является непременным условием реализации корреляционной обработки ШПС.

Синхронизация при приеме ШПС сводится по существу к оценке задержки сигнала во времени

. Решение этой задачи осуществляется, как

правило, в два этапа [1]:

Вход в синхронизм. Этот этап заключается в определении задержки сигнала с точностью до длительности элемента расширяющей последовательности

Точная синхронизация. На этом этапе ошибка задержки уменьшается до десятых и сотых долей

Учитывая, что первый этап является определяющим при решении задачи синхронизации в ходе обработки ШПС, далее остановимся на его рассмотрении.

В случае непрерывной передачи интервал неопределенности по задержке равен длительности сигнала или периоду кодовой последовательности (ПСП) T. Задача входа в синхронизм при этом заключается в различении ШПС с различными временными задержками. Различение производится с точностью до длительности элементарного сигнала τэ.

Основной характеристикой качества решения задачи синхронизации является время входа в синхронизм при заданной вероятности ошибки входа в синхронизм (вероятности ошибки различения сигналов с различными задержками).

Оптимальный различитель при этом можно построить как представленный на рис. 2.23 многоканальный коррелятор с устройством сравнения (УС).

На опорные входы разных корреляторов схемы подаются сдвинутые на τ

копии входного сигнала, перекрывая весь диапазон неопределенно-

сти T по задержке. Оценка задержки

соответствует максимальному

<<< < Предыдущая 1 2 34 / 134 5 6 7 8 9 10 11 12 13 > Следующая >>>

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]