Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Моделирование и автоматизированное проектирование широкополосных преобразователей частоты. Учебное пособие
.pdf
41
ленных элементов. Естественно, это приводит к некоторой деформа-
11
Im z
22
Im z
2
L
3
L
c
/4
ции амплитудно-частотной характеристики.
На основе проведенного рассмотрения несложно произвести преобразование сосредоточенных структур в распределенные, сосредоточенно-распределенные и в случае комплексной нагрузки. Действительно, для получения чисто распределенной структуры можно
использовать метод синтеза широкополосных согласующе-фильтрующих цепей преобразователей частоты с использованием z-матрицы
диода (см. подразд. 3.1.1 и 3.1.2), произведя во всех формулах замену
переменной s на S, предварительно осуществив преобразование исходного полосового фильтра и паразитных параметров корпуса диода
из сосредоточенного элементного базиса в распределенный, а также
аппроксимацию элементов матрицы
и
в рабочей полосе
частот отрезками линий передачи разомкнутых на конце и имеющих
соответствующую электрическую длину.
Если же появляется необходимость в реализации преобразователя
частоты в виде сосредоточенно-распределенной структуры, то полу-
чаемую при этом ошибку можно оценить по графикам (рис. 3.12).
Рассмотрим в качестве примера синтезированный в сосредоточенном элементном базисе широкополосный удвоитель частоты (см.
рис. 3.7). Учитывая, что реальные диоды имеют значительный разброс
параметров, в связи с чем возникает необходимость подстройки схемы,
а также конструктивную индуктивность при их подключении, остановимся на сосредоточенно-распределенном варианте реализации умножителя частоты, в котором считаем индуктивности
,
и диод со-
средоточенными, а остальные элементы – распределенными с
электрической длиной
. Тогда схема, приведенная на рис. 3.7,
преобразуется к виду, представленному на рис. 3.13.
Рис. 3.13. Удвоитель частоты в сосредоточенно-распределенном базисе
42
Вводя со стороны источника сигнала и нагрузки идеальные
r
R
н
R
r
R
н
R
трансформаторы с коэффициентами трансформации n и m соответственно, преобразуем схему на рис. 3.13 к виду, представленному на
рис. 3.14.
Рис. 3.14. Схема удвоителя частоты после исключения идеальных
трансформаторов
Так как значения сопротивлений источника сигнала
и нагрузки
получились более 50 Ом, а относительная полоса пропускания W
не превышает 0.2, для получения заданных значений
и
исполь-
зуем частичное включение в закороченные отрезки линий передачи.
Окончательный вид схемы удвоителя частоты приведен на рис. 3.15.
На рис. 3.16 приведены рассчитанные на ЭВМ рабочие характеристики
синтезированного умножителя частоты.
Рис. 3.15. Окончательный вид схемы удвоителя частоты
43
Kр K
р
Рис. 3.16. Рабочие характеристики
удвоителя частоты
Сравнение рабочих характеристик широкополосного удвоителя
частоты в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном
базисе (рис. 3.16) и широкополосного удвоителя частоты в сосредоточенном элементном базисе (см. рис. 3.9) показывает, что при таком
подходе происходит некоторая деформация рабочих характеристик.
3.3. Синтез широкополосных согласующе-
фильтрующих цепей балансных преобразователей
частоты
Методы синтеза широкополосных согласующе-фильтрующих цепей преобразователей частоты, приведенные в подразд. 3.1, позволяют
синтезировать устройства с одним диодом. Однако в раде случаев максимально допустимая ширина полосы частот, получаемая в таких схемах, оказывается недостаточной. Дальнейшее расширение рабочей полосы частот возможно двумя путями: во-первых, сложением полос, что
требует применения дополнительных устройств типа мультиплексеров; во-вторых, применением балансных схем.
3.2.1. Обобщенные схемы балансных преобразователей
частоты на диодах
Применение балансных схем преобразователей частоты позволяет
не только расширить почти в два раза мгновенную полосу пропускания, но также поднять в два раза и максимально возможную мощность
44
преобразования. Несомненным достоинством этого класса схем является их относительная простота и возможность получения более чистого спектра на выходе за счет свойств данного устройства.
Ограничимся в дальнейшем рассмотрением балансных схем, у которых диоды одним выводом включены на «землю», поскольку такое
схемное построение сразу же решает проблему обеспечения эффективного теплоотвода и позволяет осуществить предельную загрузку
диодов по мощности.
Обобщенная балансная схема преобразователя частоты с согласным включением диодов показана на рис. 3.17, а с встречным – на
рис. 3.18. Здесь в зависимости от выбранного построения схемы источники сигнала или нагрузки должны включаться через симметрирующие устройства. Следует сразу оговориться, что практически любая балансная схема преобразователя частоты может быть сведена к
этим двух случаям.
Рис. 3.17. Обобщенная схема балансного преобразователя частоты
с согласным включением диодов
Рис. 3.18. Обобщенная схема балансного преобразователя частоты
со встречным включением диодов
45
Недостатком схемы, приведенной на рис. 3.18, является затрудненный отвод тепла от одного из диодов, поскольку он осуществляется
через керамику корпуса диода. Однако в ряде практических случаев
преобразователь частоты, выполненный по схеме, приведенной на
рис. 3.18, обеспечивает более простое решение. Например, балансный
утроитель частоты с холостой цепью по второй гармонике, выполненный по схеме, приведенной на рис. 3.18, позволяет избежать симметрирующих устройств. В то же время реализация, к примеру, балансного учетверителя частоты с холостой цепью по второй гармонике в
принципе дает одинаковую сложность схем. Разница будет лишь в том,
что реализация в виде схемы, приведенной на рис. 3.17, требует применения симметрирующего устройства по входу, а реализация в виде
схемы на рис. 3.18 – по выходу. В таких случаях выбор схемы будет
производиться, очевидно, из компромиссных соображений (теплоотвод, более простая реализация симметрирующего устройства на высоких или низких частотах и т.д.).
В заключение следует отметить, что при существенном расширении полос пропускания использование схем, приведенных на рис. 3.17
и 3.18, может быть затруднено вследствие сильного взаимного влияния
согласующе-фильтрующих цепей, работающих на разных частотах. В
этом случае имеет смысл использовать балансные схемы преобразователей частоты, у которых оба вывода диодов оторваны от «земли». Это
усложняет решение вопроса с обеспечением эффективного теплоотвода, но зато позволяет более простыми способами учесть взаимное
влияние согласующе-фильтрующих цепей друг на друга.
3.2.2. Особенности синтеза широкополосных согласующе-
фильтрующих цепей балансных преобразователей частоты
При реализации балансных преобразователей частоты в виде схем,
представленных на рис. 3.17 и 3.18, также наблюдается взаимное влияние цепей, работающих на различных частотах. Однако, в отличие от
преобразователей частоты на одном диоде, влияние будет оказывать
только некоторая часть цепи. К примеру, если цепи имеют лестничные
структуры, то взаимное влияние будут оказывать первые последовательно подключенные к диоду двухполюсники.
Симметрия балансных преобразователей частоты позволяет существенно упростить задачу синтеза и практически свести ее к задаче
46
синтеза схемы на одно «плечо», к решению которой полностью при-
z
c
0.1f
нc
/9ff
вых c
/ 10ff
0.1W
вых
180P
c
f
н
f
0.5
k
C
2
k
L
c
23P
н
126P
вых
93P
ус
4.0K
0.63
c
12.6 63.3zj
н
8.9 11.6zj
вых
6.6 10.8zj
z
1.74 50.20 1.58 0.19 3.74 1.35
0.14 0.03 1.04 10.30 1.22 7.89
0.08 0.46 0.08 8.16 1.57 10.70
j j j
j j j
j j j
z
c
P
н
f
вых
f
вых
P
н
P
c
f
менимы методы, изложенные в подразд. 3.1.
Необходимость подхода к синтезу линейной части преобразователя
частоты как единого целого, учитывающего связь по гармоникам посредством нелинейного элемента, легко устанавливается по его
-матрице, найденной для оптимального режима преобразования.
В качестве примера проведем синтез согласующе-фильтрующих
цепей балансного смесителя частоты на диодах 2А602А, работающего
в дециметровом диапазоне с частотами входного сигнала
накачки
полоса частот
коэффициентов отражений
и выходного сигнала
. Выходная мощность
и
не хуже 0.25. Подавление по-
. Относительная
мВт. Модули
ГГц,
бочных гармонических составляющих на выходе не хуже 15 дБ. Сопротивления источника сигнала и нагрузки чисто активные и равны
50 Ом. Паразитные параметры корпуса диода
пФ,
нГн.
Смеситель должен быть реализован в гибридно-интегральном исполнении. С использованием пакета прикладных программ (ППП) для
анализа и синтеза режимов работы диода находим оптимальный режим
преобразования частоты на центральной частоте полосы пропускания.
Полученные результаты из расчета на один диод
мВт,
мВт,
,
. Динамические импе-
мВт,
дансы диода
Ом.
-матрица диода имеет следующий вид:
Из анализа z-матрицы следует, что непосредственное преобразо-
вание мощности сигнала
вует и выходная мощность
накачки
цепь на частоте
. Это позволяет синтезировать согласующе-фильтрующую
независимо, в то время как согласующе-
Ом,
.
на частоты
и
практически отсутст-
полностью определяется мощностью
Ом,
47
фильтрующие цепи на частотах
н
f
вых
f
н
f
вых
f
1.0
1.41
1.3
1.1
норм
R
н
Rez
23 32
н
н
норм норм
0.91.
zz
R
R
RR
0.2W
н
0.91R
и
должны синтезироваться как
единое целое.
Балансный смеситель частот наиболее просто реализуется по схеме
со встречным включением диодов. При этом на выходе появляется необходимость в симметрирующем устройстве.
В качестве исходного для синтеза согласующе-фильтрующей цепи,
работающей на частотах
и
, выбираем фильтр-прототип,
имеющий баттервортовскую характеристику [11] (рис. 3.19).
Рис. 3.19. Исходный фильтр-прототип
параметр инвертора
печивает не хуже 0.18 в пределах рабочей полосы пропускания, и
вводя инвертор с
рис. 3.20.
Принимаем сопротивление нормировки
Применяя полосовое преобразование частоты с
, получаем схему, изображенную на
Рис. 3.20. Полосовой фильтр
равным
, тогда
, что обес-
48
Учитывая, что относительная полоса частот синтезируемого пре-
0.1W
н
f
вых
f
c
f
k
C
22
Imz
33
Imz
k
L
/4
c
,f
н
f
вых
f
н
f
вых
f
н
Y
вых
Y
н
f
вых
f
ск
Y
образователя
частотах
и
них цепи, работающей на частоте
, шунтирующее влияние цепей, работающих на
, друг на друга, а также шунтирующее влияние на
, устраняем отключением соответ-
ствующих цепей на нужных частотах. Шунтирующим действием емкости корпуса
и
пренебрегаем ввиду ее малости. Тогда, учитывая
, а также паразитную индуктивность корпуса диода
преобразуем схему, приведенную на рис. 3.20, в сосредоточеннораспределенный базис (рис. 3.21) с использованием подхода, изложенного в подразд. 3.1.3. При этом считаем индуктивности и диод сосредоточенными, а остальные элементы – распределенными с электрической длиной
.
Рис. 3.21. Часть преобразователя частоты
в сосредоточенно-распределенном базисе
,
Синтез согласующе-фильтрующей цепи, работающей на частоте
проводим независимо, но при этом учитываем шунтирующее дей-
ствие цепей, работающих на частотах
и
, а также формируем
элементы цепи, позволяющие устранить ее шунтирующее влияние на
частотах
и
. Согласующе-фильтрующая цепь синтезирована в
сосредоточенно-распределенном элементном базисе с не хуже 0.23
в заданной полосе частот (рис. 3.22). Здесь
проводимости цепей, работающих на частотах
но;
– проводимость, обусловленная паразитной емкостью корпуса
и
– шунтирующие
и
соответствен-
диода.
49
Рис. 3.22. Согласующе-фильтрующая цепь
н
f
вых
f
c
f
н
f
вых
f
0.95f
ст U
K
вых
f
н
f
c
f
Учитывая, что частоты
венно меньше
и
и
близки друг к другу, а
сущест-
, в качестве симметрирующего устройства ис-
пользуем отрезок линии с электрической длиной на частоте
ГГц. При этом в заданной полосе частот коэффициент стоячей
волны
хуже 1.35, а подавление сигнала с частотой
ление сигнала с частотой
по входам симметрирующего устройства на частоте
не хуже 16 дБ. Подав-
осуществляется за счет фильтрующих
не
свойств выходной цепи до уровня не хуже 25 дБ.
Синтезированный преобразователь частоты изображен на рис. 3.23.
Рис. 3.23. Синтезированный преобразователь частоты
50
Здесь сопротивления, индуктивности и емкости нормированы
норм
8.9R
норм
0.1f
(
Ом,
ГГц), электрические длины приведены на
частоте нормировки. Сопротивления автосмещения и конденсаторы
развязки по постоянным составляющим не показаны. Из рис. 3.23 следует, что синтезированный преобразователь частоты легко реализуется
в гибридно-интегральном исполнении.
Рассмотренная задача показывает, что использование матричного
представления диода позволяет при синтезе сложных устройств принять правильное решение о необходимости подхода к синтезу линейной части преобразователя частоты как единого целого, учитывающего
связь по гармоникам посредством нелинейного элемента.
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]