![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Смогилев К.А. Радиоприемники сверхвысоких частот
.pdf•где f i t ) — функция, которой описывается мгновенное значе ние анодного тока.
Так как наклон отдельных участков характеристики раз ный, то, следовательно, и вид функции f{f) на отдельных участках различен. Интеграл (5.28) удобно разбить на ряд интегралов. Пределы интегрирования для каждого интеграла разные, они определяются с учетом наличия точек излома.
cot
cut
Рис. 5.20.
Значения фазы входного напряжения, которые соответствуют точкам излома статической характеристики и, следовательно,
точкам излома |
функции |
f i t ) , |
характеризуются |
некоторыми |
|||||
углами |
©, которые и являются пределами интегрирования. |
||||||||
На |
первом |
участке |
статической |
|
характеристики (точ |
||||
ки 1—2 ) фаза входного напряжения |
изменяется |
от значения |
|||||||
© 1 до значения |
©а, на втором участке (2—3) ■— от ©а ДО © 3 |
||||||||
и, наконец, на третьем участке — от |
©з до 0 |
(за начало от |
|||||||
счета фазы принята точка, где |
Чвх достигает |
максимума). |
|||||||
Найдем указанные углы. |
|
|
(1) |
входное |
напря |
||||
В точке статической |
характеристики |
||||||||
жение вместе со смещением составляет |
величину Еь |
Цричем |
|||||||
фаза входного напряжения здесь равна |
©х. поэтому |
|
|||||||
Откуда |
El = UBXcos ©х + |
£ см. |
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(5.29) |
210
Аналогично найдем для других точек:
|
|
|
£ |
COS © 2 = |
COS © |
+ |
7 7 - ’ |
|
|
|
U их |
COS © з = |
* |
+ |
£ |
COS © |
у у - ■ |
||
|
|
|
U \\x |
(5.30)
(5.31)
Найдем теперь функцию / (0 |
на каждом из участков. |
|||||
На первом участке |
(точки- 1—2), где крутизна |
статической |
||||
характеристики равна |
Slt |
выражение |
анодного |
тока |
можно |
|
записать в следующем виде: |
|
|
|
|
||
f l —2(^) — ^a l— 2 — |
(и вх |
£ ) ) , |
© ] Olt ^ |
0 2 , |
( 5 . 3 2 ) |
211
где «вх= £Лхcos w t |
4 - fcM — мгновенное значение напряжения |
||||
на сетке- |
|
|
|
|
|
На втором участке |
|
|
|
|
|
/ а — 8 ( 0 — *а2— 8 — |
( ^ 2 |
^ l ) ~Ь |
(Мвх — |
Е 2) |
|
или, прибавляя к правой |
части |
равенства и вычитая S1 ивх, |
|||
получим: |
|
|
|
|
|
/ 2- 8 ^— 4 а - з = *^1 ( мвх |
Е^) |
( ^ i |
^ 0) ( и вх |
Е%), |
© 2 ^ ш t ^ 0 3. |
|
|
|
|
|
( 5 . 3 3 ) |
На третьем участке аналогично найдем: '
/ з — 0 ( 0 '— 1 ^аЗ— о — — $ 1 ( и вх |
E t ) |
1S 2) ( t t BX |
E g ) |
( 5 g — S g ) (Ubx— |
Eg), 0 g ^ Cl) |
0 . |
( 5 . 3 4 ) |
С учетом выражений (5.32), (5.33) и (5.34), полученных для анодного тока отдельных участков статической, характе ристики, первая гармоника анодного тока оказывается равной:
2 в‘ |
(ивх £\) cos шtdvat -j- |
032 |
|
/аг = —у* |
J [^(«вх — Ех) — |
||
02 |
|
в8 |
|
|
|
2 |
е; |
— (Sx — S2) (цвх — Е2)] coscot d(ut-\-~ |
[5Х(мвх — Е х) — |
||
|
|
|
0 |
— (Sx— S2) («в* — £ 2) — (S2 — Ss) (ивх — £g)] coscot dtat |
|||
или |
|
|
|
0 , |
|
0 3 |
|
fat= ^ J ( u |
BX— £ x) cos cat dust — |
j" (5i ~ ^a) (“bx— £ a) X |
|
0 |
|
O |
' |
|
2 |
5 д) E( gи ) вхc o s—u > t d i a t . |
|
X c o s c u ^ r f c o ^ — - / ( 5 a — |
|||
|
0 |
|
|
212
Выполняя интегрирование, для первой гармоники анодного тока после преобразований окончательно получим:
/ а1 = ^ |
( © 1 — i-sin 2 ©^ - |
Ubx| е 2_ |
*.sin 2 0 а| - |
|
|
— — |
~ 3 UBX| © 3 — ^ sin 203j • |
(5.35) |
Из полученного выражения следует, что первая гармоника анодного тока зависит от характера статической характеристи ки (©^ ©2, 0 3, £], S2, S3) угла отсечки ©Е и от амплитуды вход ного напряжения.
Рис. 5.22.
Характер зависимости амплитуды первой гармоники анод ного тока от входного напряжения для различных значений угла отсечки ©к показан на рис. 5.22. Подбирая значение угла отсечки сеточного тока ©g. можно изменять характери стику ограничителя, приближая ее к идеальной. На рис. 5.22 характеристика ограничителя близка к идеальной при угле
отсечки ©g»=©g2. |
©к (©gs < ©Ез) с |
ростом |
||
В случае меньшего угла отсечки |
||||
напряжения входного сигнала (Ubx) |
максимальное значение |
|||
анодного тока |
почти не возрастает, |
а углы отсечки |
©ь |
© 2 |
и т. д. заметно |
уменьшаются (ем. (5.29), (5.30) и (5.31), |
что |
приводит к заметному снижению амплитуды первой гармони ки анодного тока и, следовательно, вызывает спад характери стики ограничителя. С другой стороны, в случае большего угла отсечки сеточного тока 0 „(©gl > 0 ^), при малом сопротив
лений R g в |
цепи сетки, R gi<LR& с ростом входного напря |
жения растет |
максимальное значение анодного тока, что, |
2 1 3
несмотря на некоторое уменьшение углов отсечки анодного тока ©1, ©а н т. д., вызывает рост первой гармоники анодного тока, т. е. вызывает подъем характеристики ограничителя.
Практически оказывается целесообразным выбирать зна чение угла отсечки, при котором cos 0 g = 0,85 -г- 0,9.
Выбор сопротивления цепи сетки ограничителя R e можно производить на основе следующей формулы:
0s
Зтг
V?g
где Ss — крутизна характеристики сеточного тока. Емкость Cg находится из условия
Rg> — г
8 С
Значение порогового напряжения Unoрог принимают рав ным половине Ei- Unopor = 0,5Е,.
§ 5.9. Воздействие помех на приемник ЧМ сигналов
Воздействие помех на приемник частотно-модулированных сигналов рассмотрим на примере шумовой помехи, действие всего спектра которой можно представить как действие суммы многих гармонических составляющих. Поэтому удобно начать рассмотрение со случая воздействия на приемник одной гар монической составляющей шума' напряжение которой обо значим:
йп — Unsin W(]i,
Так как частотный детектор реагирует на отклонение ча стоты, то действие помехи можно оценить, определив паразит ную девиацию частоты. Изменение амплитуды сигнала под действием помехи можно не учитывать, так как включение ограничителя существенно снижает паразитную амплитудную модуляцию.
Предположим, чтона вход приемника поступает синусои
дальный сигнал uc— Ucsinwct |
и гармоническая |
помеха |
|
ии= U„ sin ojn/ . Найдем для |
этого |
случая паразитную девиа |
|
цию частоты. |
(рис. |
5.23) видно, что |
результи |
Из векторной диаграммы |
рующий вектор Up будет колебаться с разностной частотой
214
(шс — (i)n =?: Qn) около вектора сигнала. Максимальное угло вое отклонение фт п и есть индекс паразитной частотной мо дуляции.
Из /\АБО имеем:'
S m Ф т П — (Jc ~ р |
’ |
Uc |
сигнала к амплитуде |
где Р — тт — отношение амплитуды |
|
помехи на входе приемника. П р и р > 2 |
синус можно заменить |
его аргументом, тогда получим: |
|
|
(5.36) |
Следовательно, амплитуда изменения фазы обратно про порциональна отношению сигнад/шум на входе.
Из АСДО находим:
, _ |
CD |
_ |
U„sin Qn t |
sin Qn t |
g Фп “ |
,OA + |
AD ~ |
Uc+ f/n cos Qnt |
-co s |
|
|
|
|
|
|
|
|
■ |
' N P |
a E
При достаточно большом отношении jy- ( Р > 2), вторым
I |
^ |
Ufl |
членом в скобках знаменателя можно пренебречь, a tgtyn за
215
менять аргументом, тогда, принимая во внимание (5.36), получим:
Фп = Фюп sin t.
Следовательно, в результате воздействия помехи сигнал получает паразитную частотную модуляцию с девиацией
Д/тп = фш„/=■„ = у > |
(5.37) |
Амплитуда напряжения на выходе частотного детектора пропорциональна девиации частоты. Поэтому, если сигнал мо дулирован по частоте с девиацией Л /т с, отношение амплиту ды напряжения сигнала к амплитуде напряжения помехи на выходе частотного детектора можно оценить отношением соот ветствующих девиаций:
1!М _ А / m с _ |
А / ш с |
|
\ ^ " / в ы х ч д |
Д / ш П |
F n |
Из полученного выражения можно заключить, что отно шение напряжения сигнала к напряжению помехи на выходе частотного детектора можно значительно повысить по сравне нию с таким отношением на входе ограничителя, если послед нее больше двух (р > 2 ).
Выигрыш, который получается при ЧМ в отношении сигнал/помеха оценивается величиной Q. При гармонической частотной модуляции и гармонической помехе, имея в виду последнее выражение, найдем:
Величина выигрыша падает с ростом частоты |
F n = fc—/ п. |
|
Однако можно указать |
наименьшее значение |
выигрыша Q, |
которое получится при |
Fn = Fmax, где Fmax — верхняя гра |
ничная частота низкочастотного спектра, пропускаемого прием
ником без |
заметного |
ослабления. Низкочастотная помеха |
с частотой |
Fn> Fmax |
будет заметно ослаблена в усилителе |
низкой частоты и поэтому в расчет может не приниматься.
216
Минимальное значение выигрыша |
|
|
Qmin |
А/щс |
(5.38) |
F* т я v |
||
При выводе последнего выражения предполагалось, что |
||
отношение сигнал/помеха на |
входе приемника |
больше двух |
. При меньших р, например, при р близких к 1
выигрыша не будет, так как коэффициент паразитной ампли тудной модуляции становится близким к 1 0 0 °/о и при любом уровне ограничения невозможно избавиться от паразитной AM, вызванной помехой. Кроме того, фазовый угол, на который отклоняется результирующий вектор и, следовательно, пара зитная девиация частоты, с ростом амплитуды напряжения помехи растут и оказывают все возрастающее влияние на ве личину выходного напряжения,- Поэтому ЧМ оказывается выгоднее AM только при достаточно большом (>2) отноше нии сигнал/шум на входе ограничителя.
Амплитудный детектор практически не изменяет отношения сигнал/шум, если на его входе это отношение больше едини цы, равно или немного меньше ее. Поэтому выражение (5.38) по существу оценивает выигрыш, который дает ЧМ по срав нению с AM в случае гармонической модуляции.
Полагая, например, р = |
2 , |
А / тС= 1 0 |
кгц, Fn — l кгц, по |
лучим: |
|
|
|
q _ А /т с _ 10 ’ Ю3 |
10. |
||
Ч ~ Fn |
~ |
= |
|
103 |
|
Отношение сигнал/шум на выходе частотного детектора оказывается в 1 0 раз больше, чем на выходе амплитудного.
В практических случаях,, когда требуется на выходе прием
ника |
обеспечить |
высокое отношение |
сигнал/шум |
(поряд |
||
ка 50—100), приемник |
ЧМ сигналов |
окажется |
значительно |
|||
более |
выгодным, |
чем |
приемник AM сигналов, |
так |
как для |
первого достаточно обеспечить отношение сигнал/шум на вхо де ограничителя больше двух и тогда соответствующий выбор девиации обеспечит нужное отношение сигнала к шуму на
выходе.
В случае, если учитывается воздействие всего шумового спектра на частотный и амплитудный детектор, то выражение для выигрыша Q получается из следующих соображений.
217
В бесконечно малом интервале частот dF„ шумовую по меху можно считать гармонической, а спектральную плотность мощности шумов — постоянной во всей полосе пропускания приемника. Элементарная паразитная девиация частоты, ко торая обязана действию шума в интервале частот dFn, со гласно (5.37) при указанных предположениях равна
|
F*' |
|
|
|
|
|
d ( Д / п ) = Р ' |
|
|
|
|
где F„ — средняя частота интервала dF„;p — j j -= |
с |
=, |
|||
Umo — эффективное |
напряжение |
шума, |
V |
U m o 4 F |
n |
действующего |
|||||
в полосе частот, один герц на входе частотного |
|||||
детектора; |
напряжение |
сигнала на входе частот |
|||
£Л — эффективное |
ного детектора.
Квадрат элементарной паразитной девиации
<г(Д/п!) = ^ п
Квадрат эффективного напряжения шумов, вызванного паразитной девиацией частоты на выходе частотного детектора
Л П 1 |
2 \ |
С 2 |
d(&fn~) |
о |
2 |
о “ dFд |
’ |
и (.СУп вых ) — |
Оц д |
------- 2 -------- |
— |
д -------- |
2U 2------- |
где 5,, д — крутизна детекторной характеристики1 частотного детектора.
Шумовая помеха вызовет заметный эффект на выходе . усилителя низкой частоты, если прсле детектирования ее.ча стота окажется в пределах полосы пропускания усилителя низкой частоты, которая определяется высшей модулирующей частотой сигнала Fm31i. Поэтому, интегрируя последнее вы ражение в пределах полосы частот шумовой помехи на выходе частотного детектора, получим:
U |
С |
2 Г 2 П |
1 2 |
г г? |
С |
*Fm |
- — |
|
Ш О |
О ч |
|||
<-/ П ВЫХ |
— |
|
|
cLrп — |
|
и * з |
|
■ = 2 / |
2 ( J r 2 |
|
|
|
218
Эффективное напряжение сигнала на выходе детектора
тт __ ^ ч д Д / т С
|
|
'- 'С |
ВЫХ ----- |
7 = ----- * |
|
|
|
||
|
|
|
|
|
}^2 |
|
|
|
|
Отношение эффективных напряжений сигкала |
и помехи на |
||||||||
выходе частотного детектора |
|
|
|
|
|
|
|||
|
и спых _с |
Лпах |
|
Uc |
|
i/"4 |
|
|
|
|
Un вых |
]/ 2и шо2 |
|
|
|
|
|||
Учитывая, что Uuio2 2 F max, |
(где Ццвх ' — эффективное на- |
||||||||
пряжение |
шумов |
на входе |
частотного |
детектора |
в полосе |
||||
частот 2 ipmax)i а |
также, что отношение |
сигнад'/шум в детек |
|||||||
торе AM сигналов при указанных |
ранее условиях не меняется, |
||||||||
отношение |
сигнад/шум |
на |
выходе |
AM детектора |
найдем |
||||
в следующем виде: |
|
|
|
|
|
|
|
||
|
( Щ |
= |
и* |
= |
|
Uc |
|
|
|
|
\ ^ ш/выхАМ |
^швхчм |
]/~и шо22Fmay, |
|
|
||||
Принимая во внимание последнее выражение, найдем |
|||||||||
выигрыш, |
который обеспечивает ЧМ по сравнению с АМ/ |
||||||||
|
|
Qm= |
|
j/~3. |
|
|
(5.38а) |
||
|
|
|
|
* max |
|
|
|
|
|
Полученное выражение, как и (5.38), справедливо только |
|||||||||
при р — (W 4 |
С> 2 , таю |
как |
при |
меньших |
отношениях |
||||
\ с / щ / в х ч д |
|
|
|
|
|
|
|
|
утрачивается возможность подавления паразитной AM с по мощью ограничителя, а паразитная девиация частоты стано вится преобладающей. При р<12 частотная модуляция не представляет существенных выгод.
Из соотношений (5.38) и (5.38,а) следует, что наиболее целесообразно применять широкополосную частотную 'модуля цию. Следовательно, надо стремиться к возможно большей девиации частоты. Однако это справедливо лишь в том случае, когда на выходе необходимо получить достаточно большое отношение сигцад/шум, когда отношение сигнал/шум на вхо де также будет достаточно большим. В других случаях вы-,'
219