книги из ГПНТБ / Смогилев К.А. Радиоприемники сверхвысоких частот
.pdfвыражения для постоянной составляющей тока диодного де тектора
/ 0 — |
(sin 0 _ 0 соз 0 ^ |
(5.21) |
а также из рассмотрения рис. 5.12, который иллюстрирует работу обоих диодов.
Расчеты показывают, |
что в случае £/Д1> £ / Д2 |
условие (5.17) |
|||
выполняется, если ©i < |
@2 • |
Следовательно, /СД1 |
становится |
||
меньше К&->. Однако, как показывают расчеты, |
изменение ©i |
||||
и 0 2 при значительных |
изменениях |
и (УД2 |
не вызывают |
||
заметных изменений Кп |
и |
(если © [>10° |
и |
©2 > 1 0 °, то |
А'д! и КЯ2 изменяются в пределах 10—15°/о). Поэтому напря
200
жение на выходе при расстройке в основном определяется из
менением U4 |
и (/Д2, причем это изменение в достаточно широ |
||||
ких пределах |
изменения частоты |
оказывается |
|
линейным. |
|
В отличие от дискриминатора |
выходное напряжение дробного |
||||
детектора, как это следует из |
(5.20), |
в два раза |
меньше. |
||
Таким образом, отклонение частоты сигнала |
Л |
от цент |
|||
ральной частоты настройки частотного детектора |
/о |
приводит |
к появлению выходного напряжения. Зависимость выходного напряжения от расстройки приходящего сигнала относительно /о, т. е. детекторная характеристика на значительном участке оказывается линейной и имеет достаточно высокую крутизну.
Рассмотрим, что происходит в дробном детекторе при из менении амплитуды сигнала,, считая частоту настройки детек тора для простоты постоянной.
Выходное напряжение рассмотренного выше дискримина тора, как это следует из (5.14), линейно растет с увеличением амплитуды входного напряжения (Лх.--.‘В детекторе отношений этого не происходит по крайней мере по двум причинам. Уве личение амплитуды входного сигнала вызывает увеличение напряжений на первом и втором диодах, при этом соответст венно увеличиваются сверх оптимальных значений углы от сечки © 1 и 0 2 и уменьшаются коэффициенты детектирования Л"Д1 и КЛ2, так как сумма выходных напряжений плеч
£/дх Кц\ ~f- (/до К&2 — (/| “I- (Л — и 0— const
остается постоянной вследствие большой величины емкости Со- Следовательно, одновременное возрастание напряжений на диодах сопровождается снижением коэффициентов детектиро вания; последнее приводит к тому, что разность
0,5< £ / Д1 К их
( / д 9 КHi) = |
( / п ы х |
незначительно изменяется при изменении амплитуды входного напряжения.
Незаметный рост выходного напряжения объясняется
также тем, |
что при увеличении (/ц и ( / Д2 и соответствующем |
росте |
и 0 2 входные сопротивления обоих диодов умень |
шаются, как это видно из известного выражения для входного сопротивления диода:
р__ ____________ *
вх |
5Д(0 - 0,5 sin 20) |
201
Уменьшение Rn* благодаря шунтирующему действию на вторичный колебательный контур вызывает снижение коэффи циента усиления выходного каскада УПЧ, что равносильно снижению Uвх или демодуляции.
Таким образом, в детекторе отношений при изменении ам плитуды входного сигнала вследствие паразитной амплитудной модуляции наблюдается заметное ослабление последней (в 40^60 раз). Поэтому перед дробным детектором ограничи тели обычно не применяются.
§5.7. Двухсеточный частотный детектор
Всхемах частотных детекторов с одним и двумя расстроен ными контурами для детектирования используется амплитудночастотная характеристика резонансных контуров. В схемах
дискриминатора и детектора отношений используется как ам плитудно-частотная, так и фазо-частотная характеристики системы связанных контуров.
Рис. 5.13.
В двухсеточном частотном детекторе используется фазо частотная характеристика системы связанных колебательных контуров и известное свойство преобразовательной лампы из менять крутизну по сигнальной сетке в такт с изменением напряжения на гетеродинной сетке. Схема двухсеточного ча стотного детектора представлена на рис. 5.13.
Колебательные контуры I и II связаны посредством емко сти между первой и третьей сетками.. В результате такой свя зи, при наличии сигнала в первом контуре, во втором контуре
202
устанавливаются колебания, фаза которых ф отличается от фа зы колебаний в первом контуре.
В случае резонанса, когда частота сигнала |
/с равна часто |
те настройки колебательных контуров /о> а |
сопротивление |
второго контура Яжц становится чисто активным, сдвиг фаз
между напряжениями Uj |
и Нп составляет примерно |
90°. |
В самом деле, емкость Сеi3 |
мала и ее сопротивление |
много |
больше резонансного активного сопротивления второго конту ра. Поэтому в цепи емкости СрдЯ и второго контура ток будет' носить емкостный характер, т. е. будет опережать на 90° .вы
звавшее этот ток напряжение на первом контуре 0 1 но
будет в фазе с напряжением на, втором контуре Оп, сопротив ление которого носит чисто активный характер (рис. 5.14,а).
а) |
01 |
б) и» |
Uj |
|
у
<V I,
Рис. 5.14.
При расстройке колебательных контуров относительночастоты принимаемого сигнала, опять-таки вследствие боль
шой величины сопротивления емкости С„13 I —^ — > |
| Z mi | 1, |
\ <ULgl3 |
/ |
ток/ц, протекающий через второй контур и емкость Cgl3j. можно считать чисто емкостным и опережающим на 90° на
пряжение (рис. 5.14,6). Однако напряжение Un на втором контуре теперь не будет в фазе с током /ц. Напряжение Uu;
теперь будет сдвинуто относительно /ц на некоторый фазовый угол ф\ который определяется величиной расстройки Д /с и фазовой характеристикой колебательного контура:
ср' = ± arctg а, |
(5.22) |
где а = й/о — обобщенная расстройка.
203-
Тогда сдвиг по фазе между напряжениями на первом и втором контурах можно оценить углом ф равным:
Ф = ?£ ± arctga.
При достаточно малых расстройках (в пределах полосы пропускания колебательного контура) фазовую характеристи ку можно считать линейной, т. е. можно считать tg a s а. Тогда
тс |
2 Д / |
(5.23) |
|
? = 2 |
d f 0 |
||
’ |
откуда следует, что фазовый сдвиг ф линейно меняется в за висимости от расстройки А/с и, следовательно, при изменении частоты сигнала.
Посмотрим теперь, к чему приводит изменение сдвига фаз между напряжениями Ux и LJU, линейно зависящего от ча стоты принимаемого сигнала.
Пусть напряжение на первом контуре
щ = (Jj cos шс t,
тогда на втором —
Иц — Utt cos (wc t ср).
Напряжение на выходе детектора, как обычно, равно:
|
|
UB^ = SU ,Z, |
|
|
|
|
где Z — сопротивление нагрузки в анодной цепи лампы. |
5 |
|||||
Крутизна |
характеристики |
лампы по |
сигнальной сетке |
|||
изменяется в соответствии с |
изменением |
напряжения |
Un |
на |
||
гетеродинной |
сетке. |
|
|
|
|
|
Поэтому |
можем написать: |
|
|
|
|
|
|
£Аых —— S m |
COS (u>c t |
-j- cp) U x C O S u ) c t Z = |
|
|
|
=. \ Sm Uiz |
cos Ф -f i Sm Uj Z cos 2 C0 c t, |
(5.24) |
где Sm — амплитуда крутизны.
Нагрузкой в анодной цепи является фильтр RC, обладаю щий достаточно большой постоянной времени, поэтому второй член выражения (5.24) можно не учитывать, а сопротивление
•204
в анодной цепи считать активным. Тогда постоянная состав ляющая напряжения на выходе детектора равна:
(5.25)-
Выражение (5.25) показывает, что постоянная составляю щая выходного напряжения зависит от сдвига фаз между напряжением на первом и втором контурах, которое, в своюочередь, зависит от частоты принимаемого сигнала.
и&ых
О
Рис. 5.15.
Следовательно, (5.25) есть аналитическое выражение де текторной характеристики рассматриваемого частотного детек тора, которая графически представлена на рис. 5.15.
Принимая во внимание (5.23), из (5.25) получим:
В пределах полосы пропускания контура детекторная ха рактеристика оказывается линейной. Поэтому полоса пропу скания второго контура должна выбираться -в зависимости от заданной девиации.
На рис. 5.16 представлены временные диаграммы, иллю стрирующие работу детектора в режиме ограничения, когда анодный ток через лампу протекает только в случае положи тельных напряжений на первой и третьей сетках, а его вели чина, вследствие верхней отсечки, практически постоянна.
Рассмотренная приближенная картина явления иллюстри рует только влияние фазовых соотношений. При Отсутствии
205-
сдвига фаз между напряжениями получается максимальная длительность импульсов анодного тока и, следовательно, наи большая величина среднего тока и выпрямленного выходного напряжения. В случае, когда напряжения на сетках находятся в противофазе, анодный ток практически отсутствует. Проме жуточное значение сдвига фаз приводит к промежуточному значению тока и выпрямленного напряжения.
§ 5.8. Ограничители в приемниках ЧМ сигналов
Поскольку частотный детектор включает как составной элемент амплитудный детектор, то на выходе последнего сиг нал будет обусловлен не только полезной частотной модуля цией, но и паразитной амплитудной.
Для ослабления действия паразитной AM применяются, как было сказано выше, ограничители.
Аналитическое выражение поступающего на сетку ограни чителя ЧМ сигнала с паразитной гармонической амплитудной модуляцией можно записать в следующем виде:
«вх= CJbx(1 + тпc o s Уп t) c o s (ш0 1 + <j)m c o s Q „ t).
*B результате ограничения необходимо существенно умень шить коэффициент паразитной AM .— тп так, чтобы сигнал на выходе ограничителя практически не содержал амплитудной модуляций.
.2 0 6
На рис. 5.17 приводятся графики колебаний на входе и выходе ограничителя. Закон изменения частоты при ограниче нии амплитуды не нарушается, а паразитная AM уменьшается.
Коэффициент паразитной амплитудной модуляции на входе ограничителя определяется известным соотношением:
|
_ ^ в х шах |
^ в х m in __ А Ц ах ^ |
||
откуда |
и » шах "I- |
^ в х ш!п |
£Лх |
|
ш!п = ^ВХ С1 — тп) |
||||
и |
||||
|
|
|
||
|
U * * max |
^ВХ (1 Н- |
т „ ) . |
В результате действия ограничителя коэффициент паразит ной амплитудной модуляции на его выходе существенно умень
шается и оценивается величиной |
: |
|||
т _ |
max |
^ в ы х ш|п |
А в ы х шах Л в ы х ш{п |
Д Д вы х ^ |
|
7/вых шах “ Ь |
^Л ы х гаш |
^ 1 вых т ах~Ь ^1 выхт т |
Л вы х |
где h — амплитуда первой, гармоники анодного тока. Эффективность действия ограничителя оценивается коэф
фициентом '1П, который определяется как отношение коэффи-
207
циентов паразитной амплитудной модуляции на входе и вы
ходе ограничителя:
тп
тх
Для ограничителей обычно требуется г) = 50_н70 и более. Ограничитель характеризуют амплитудной характеристи кой или характеристикой ограничителя, которая определяется как зависимость амплитуды выходного напряжения от ампли
туды входного напряжения.
На рис. 5.18 изображена типичная амплитудная характери стика ограничителя, там же показан порог ограничения. Поро говое входное напряжение соответствует точке характеристики ограничителя, правее которой выходное напряжение остается постоянным и не зависит от Vm.
Ограничитель на пентоде
Принципиальная схема ограничителя на пентоде изобра жена на рис. 5.19. Лампа ограничителя выбирается с резкой нижней отсечкой анодного тока и ставится в режим, при котором работает с сеточными токами. Для обеспечения ран ней верхней отсечки анодного тока напряжения на аноде и экранной сетке выбирают небольшими, порядка 30^60 в.
Работа сеточной цепи ограничителя ничем не отличается от работы сеточного детектора. С ростом амплитуды входного сигнала сеточный ток возрастает, напряжение смещения на со противлении R возрастает, при этом рабочая точка (рис. 5.20) смещается влево. Кроме того, ограничение происходит и за счет отсечки анодного тока, как верхней, так и нижней.
208
Угол отсечки в сеточном детекторе задается путем подбора величины постоянного напряжения смещения £см и опреде ляется по известной формуле
(5.27)
Найдем выражение для амплитудной характеристики огра
ничителя и пы х = / ( £ Л х ) |
или /,вы х = / i (UBX), |
для чего аппрокси |
|
мируем |
статическую |
характеристику |
лампы ограничите |
ля линейно ломаной |
функцией (рис. 5.21). Пусть на сетку |
||
лампы |
подается напряжение: |
|
^вх £-^нх COS Wt •
’+Е*
Рис. 5.19.
Анодный ток лампы' в результате, ограничения представ ляется в виде импульсов (рис. 5.21), следующих с частотой ш. Так как нагрузка ограничителя резонансная, то следует опре делить зависимость первой гармоники этого тока от величины входного напряжения.
Поскольку анодный ток, как сказано, является периодиче ским, его можно разложись в ряд Фурье и найти амплитуду-
первой гармоники: |
|
|
(5.28) |
|
о |
14 к. А. Смогилев |
209' |