![](/user_photo/_userpic.png)
книги из ГПНТБ / Смогилев К.А. Радиоприемники сверхвысоких частот
.pdfВыражения (3.931 и (3.94) по форме совпадают с соответ ствующими выражениями для одноконтурного усилителя, од нако величина отрицательной проводимости при одинаковой амплитуде изменения емкости Ст в случае двухконтурного усилителя получается меньше, поэтому и коэффициент, усиле ния в двухконтурном усилителе получается несколько меньше. Преимущество двухконтурного усилителя в том, что фаза сигнала подкачки не влияет на усиление, а частота подкачки может меняться в широких пределах (при условии соответст вующей перестройки холостого контура).
Коэффициент шума двухконтурного параметрического усилителя
Коэффициент шума усилителя по определению равен:
N = 1 - f — •
* швх
При расчете мощности собственных шумов усилителя не обходимо учитывать тепловой шум в первом контуре, тепловой шум во втором контуре и шум диода, служащего емкостью.
С достаточной для практики точностью коэтфициент шума двухконтурного усилителя можно определить из следующего выражения:
N = 1 + zr f r G*'V |
(3-95> |
О* (О д к 1 ~ т ~ О н ) |
CL (СЛэк1 “ f~ G H) U>2 |
Как следует из (3.95), N можно, в некоторых пределах из менять выбором частот и>\ и ш2.
Г л а в а IV
Преобразователи сверхвысоких частот
§ 4.1. Общие сведения о смесителях СВЧ
Смесители приемников СВЧ должны обладать низким коэффициентом шума и возможно более высоким коэффициен том преобразования. Особенно жесткими указанные требова ния становятся в случае, когда по ряду соображений нельзя применять УВЧ и когда первым каскадом приемника являет ся смеситель.
Из выражения для общего коэффициента шума приемника
N — Nj + —-т?—- +■ |
Кп |
КР1 |
следует, что, чем ниже коэффициент шума первого каскада и чем выше его коэффициент усиления, тем ниже общий коэф фициент шума приемника и тем слабее влияние последующих каскадов на величину коэффициента шума.
Втом случае, когда относительная шумовая температура УВЧ оказывается больше, чем у смесителя, а коэффициент усиления близок к .единице, УВЧ становится невыгодно при менять, и тогда первым каскадом выгоднее использовать сме ситель.
Вметровом диапазоне удовлетворительные результаты дают смесители на пентодах и триодах. Последние применяют ся также и на более высоких частотах, вплоть до 1000 Мгц, так как обладают более низким, чем пентоды, коэффициентом
шума.
Вдециметровом диапазоне применяются триодные и диод-
,ные смесители. Диодные смесители имеют более, низкий коэф фициент шума и находят применение вплоть до частот по рядка 3000 Мгц.
151
Усилители на электронных лампах еще полезнь! до частот порядка 3000 Мгц. В сантиметровом диапазоне в настоящее время практически применяются только параметрические уси лители и усилители на ЛБВ, а там, где ЛБВ использовать нельзя, в первом каскаде приемника используется кристалли ческий смеситель.
Многосеточные преобразовательные лампы в диапазоне СВЧ не применяются вследствие высокого уровня собственных шумов. Работа пентодных и триодных смесителей в диапазоне СВЧ в принципе не отличается от работы односеточных преоб разователей, описанных в первой части курса. Ниже рассмат риваются только диодные и кристаллические смесители, на шедшие широкое применение в дециметровом и сантиметро вом диапазонах волн.
§ 4.2. Диодный смеситель
На рис. 4.1 представлена принципиальная схема диодного смесителя.
Р
|
|
Рис. 4.1. |
|
|
На цепочке |
RC за |
счет |
постоянной |
составляющей тока, |
протекающего |
через |
диод, |
создается |
постоянное напряже |
ние U0, которое определяет рабочую точку. |
||||
При отсутствии сигнала |
(£/с= 0 ) к |
цепи приложено на |
||
пряжение гетеродина |
Ur= |
Ut cos curt. |
|
|
|
|
|
Так как напряжение гетеродина составляет единицы вольт, вольтамперную характеристику диода можно аппроксими ровать линейно-ломаной функцией, как показано на рис. 4.2.
152
Вследствие отсечки, косинус угла которой
cos п К ,
0 = —
Ur
анодный ток диода представляется в виде импульсов косинусоидальной формы, следующих с частотой гетеродина wr.
Текущее значение анодного тока диода, крутизна статиче ской характеристики которого равна ^д, равно
|
i = f ( U r— U0) = Sa(Ur cos шгt - U0) |
при (O^<0 |
и / = О при м ^ > 0 . |
Крутизна |
характеристики диода S = f (и), как это видно |
из рис. 4.2, изменяется во времени в соответствии с измене нием напряжения гетеродина и может быть представлена в ви де прямоугольных импульсов, следующих с частотой гетеро дина. В момент, когда через диод начинает протекать ток, крутизна скачком (в идеальном случае) достигает максималь ного значения Sa и становится равной нулю, когда ток пре кращается. Изменение крутизны обеспечивает, как известно, принципиальную возможность преобразования.
Рассмотрим работу схемы при наличии сигнала. ' Пусть
Ис = UzCOS ((Вс t -f- фс)--
153
К исследуемой цепи приложено теперь два внешних напря жения: напряжение гетеродина ( иг) и напряжение сигнала (ис ), сумма которых равна сумме напряжений на диоде (и),
на цепочке RC(U0) и на колебательном контуре, который настроен на промежуточную частоту,
иг ~Ь ис — и -4- U0-f- ипр;
где
Ипр НПр COS (wnp t —|—фпр)*
Следовательно, мгновенное значение напряжения на диоде
и = иг — Uо+ ис — ипр,
амгновенное значение тока диода
i= /(и ) = / ( и г —1 /0 + нс — ипр),
где / (и) — аналитическое выражение вольтамперной статиче
ской характеристики диода. |
по степеням (ис — иПр), |
||
Раскладывая |
/(и ) |
в ряд Тейлора |
|
получим: |
|
|
|
/= /( и г- ^ 0)+ |
/,(Ц |1~ |
^ о)(ие- и пр)+ / |
^ ^ 7 а .^(ис- и пр)2+ ... |
Вследствие малости ис и ипр членами, которые содержат (ис — ипр) в степени выше первой, можно пренебречь, тогда для тока диода получим:
i = f { u T— Uo) + / ' (иг — U„) (ис — ЦПр). |
(4.1) |
Функции / ( иг— Uо) И / ' (иг— Uо) выражают соответствен но мгновенные значения тока диода и крутизны при отсутст вии сигнала и, как показано на рис. 4.2, являются периодиче скими, изменяющимися с частотой гетеродина. Разлагая эти функции в ряды Фурье, соответственно получим:
/(и г— U0)= /0-+-Acosшгt + / 2 cos2u>rt + ... + |
Л cosk tort + ,.. |
(4.2,a) |
|||||
/'( и г— f/0)= S 0 -f*SiCOsu>r£-f-.S'2cos2u>r£+...+‘!>KCOS&<Oi-£-f-... |
(4.2,6) |
||||||
Здесь |
• |
|
|
e |
|
|
|
|
e |
|
|
|
|
|
|
/о 2 "тс |
j* ^ (^г |
^ Ч^гt — |
f |
(Hr |
^ |
U°) ^ wr |
154
|
|
^ |
e |
|
|
|
|
|
|
|
/к = |
— |
j |
Sa( « r COS U)r t — U0) COSko)rtdu>rt, |
|
||||
|
|
|
—в |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0 |
|
|
|
|
0 |
|
= |
^ |
J / '( « p - |
Uo)dwr t = ~ |
|
|
(4.3.a). |
|||
|
— |
|
C-) |
|
|
— |
0 |
|
|
|
с |
|
|
0 |
и |
- |
|
5asin^0 . |
.. „ |
|
|
1 |
Го |
2 |
|||||
|
oK= |
— |
/ 5дсоздч)гт ш г^= г— =-------- - |
(4.3,6) |
|||||
|
|
|
71 |
J |
|
|
|
Я7Г |
' |
|
|
|
—0 |
|
|
|
|
|
|
Подставляя выражения (4.3) в |
(4.1), |
найдем: |
|
||||||
i — / 0 + |
/х cos шг t “f- / 2 cos 2 cur t -f- ... |
| lx c o s k wr t + |
... + |
||||||
+ [So + |
Sj cos cor t + So cos 2 «г t + |
... + |
SKcos k wrt + |
...) x |
|||||
|
X [Uc cos (шс + |
tpc) — Unp cos (шПр t + cpnp)]. |
|
Раскрывая в последнем выражении скобки и представляя произведения косинусов в виде соответствующих сумм, можем
написать: |
|
|
|
|
|
|
|
|
I |
/о 4~ /j cos шг t -j- |
cos 2 o)r t Ц- ... —j—JKcos h шг t -j- . .. 4“ |
||||||
4~ So Uc cos (шс t -f- cpc) + |
S x U±cos [((Be — <unp) t + cpc] + |
|||||||
+ Y |
Sx Uccos [(<BC+ |
шпр) t + фс] + |
Y |
S2 t/cCOS[(шс — 2шr)t+ cpc]-h |
||||
|
t/ccos [(coc + 2 (ur)^ + |
cpc]- f ... + |
i |
S„ 7/ccos[(qjc—Ашг)^-(-срс]4 - |
||||
+ |
SKUccos [(wc + |
k<or) t -f- cpc] + |
... — S0 U„p cos (шпр 74- фпР) |
|||||
2 ” ЗДрСОЗ[(шг |
Шпр)^ |
фпр] |
2 "^1 ^np COS [(шг4~<ипр)t фпр] |
|||||
2 |
Sp, Unp cos [(2 шг |
шПр) t |
фпр] |
2 ^ 2 ^ пр |
[(2 <иг 4 ~ шпр)Н- |
155’
“Ь фпр] |
• • ■ |
2 |
^пр COS [(/еш г шПр) t |
®пр] |
1 5КUnpcos [(£шг -)- шпр) t -)- српр — ...
(4.4)
2
Из (4.4) следует, что ток диода можно представить в виде ■суммы большого числа составляющих, среди которых имеются составляющие не только частоты гетеродина и его гармоник, но также составляющие промежуточной частоты, частоты сиг нала и ряд комбинационных частот.
Комбинационные частоты описываются следующими выра жениями
шс — k шг, шс -)- ku>r, Ашг — сопр, /гшг -1- шпр. |
(4.5) |
Рассмотрим составляющие тока диода, частоты которых соответствуют настройкам резонансных элементов в цепи.
Последовательно с диодом включены два резонансных ко лебательных контура — входной I и выходной II, настроенные соответственно на частоту сигнала и на промежуточную ча стоту. Поэтому в цепи диода будут действовать, главным об разом, три переменных напряжения: напряжение частоты сиг нала, напряжение частоты гетеродина и напряжение промежу точной частоты.
Если преобразование ведется с использованием k-ой гармо ники напряжения гетеродина А = 1 , 2 , 3...), то выходной колебательный контур настроен на промежуточную частоту, которая равна:
шпр = шс — ki»r.
Составляющая тока промежуточной частоты в соответст вии с (4.4) при этом равна:
*'пр = - ^ S K £ Л c o s [ ( сос — k(i>r) t - f - фс] — So UnpCOS (u>np £ - |- c p np). ( 4 . 6 )
Первое слагаемое в (4.6) появляется в результате дейст вия напряжения гетеродина и сигнала, второе — в результате действия напряжения промежуточной частоты и наличия по стоянной составляющей крутизны.
Составляющая тока частоты сигнала
ic = S0 t/ccos(wc£ + ®c) —-^ 5 к(ЛРсоз|(£шг + шПр)*+<рпр], (4.7)
:156
i
где первое слагаемое обязано действию напряжения сигнала и наличию постоянной составляющей крутизны, а второе — действию напряжения гетеродина и напряжения промежуточ ной частоты.
Здесь мы встречаемся с явлением обратного преобразова ния: в цепи появляется составляющая тока частоты сигнала за счет действия напряжения частоты гетеродина и напряже ния промежуточной частоты.
Преобразование с использованием £-ойгармоники напряже ния гетеродина при к ф \ называется комбинационным. Ком бинационное преобразование используется в том случае, когда гетеродин для обеспечения высокой стабильности ча стоты работает в области более низких частот, где использует ся кварцевая стабилизация.
В выражения (4.6) и (4.7) входят слагаемые, которые являются гармоническими функциями времени. Поэтому, нс пользуя комплексные амплитуды, можем эти выражения пред-. ставить в следующем виде:
/п р = -?г S K U c — So Unp, |
( 4 . 8 , а ) - |
h = S0Ue— ^ S KUnf. . |
(4:8,6) |
Выражения (4.8) устанавливают связь входных электриче ских величин — тока и напряжения частоты сигнала, с. вы ходными — током н напряжением промежуточной частоты, н позволяют найти все основные характеристики диодного сме сителя: параметры преобразования, коэффициент преобразо вания и входное сопротивление.
§ 4.3. Параметры преобразования и коэффициент преобразования диодного смесителя
Связь между выходным током промежуточной частоты и входным • напряжением частоты сигнала устанавливается с помощью крутизны преобразования (5пр), которая опреде ляется как отношение амплитуды тока промежуточной часто ты к амплитуде напряжения сигнала при постоянном или рав ном нулю напряжении промежуточной частоты
'пр
'п р
(Л £/„р= 0.
157
Из (4.8,а) при UnP = 0 (что соответствует короткому замы-
тсанию выходной цепи) с учетом (4.3,6) находим:
6 \sin k 0
(4.9,а)
kit
Связь между выходными напряжением и током устанавли вается с помощью внутреннего сопротивления преобразования Ri пр (величина обратная ему — проводимость преобразова ния), которое определяется как отношение амплитуды напря жения промежуточной частоты к амплитуде тока промежуточ ной частоты при постоянном или равном нулю напряжении
частоты сигнала. Последнее условие ( Uc = 0) соответствует, короткому замыканию во входной цепи и наличию источника напряжения промежуточной частоты
|
пр |
|
|
|
Я ,I пр- |
£/с = |
0 . |
|
' п р |
||
Знак минус здесь имеет следующий смысл. Положительное |
|||
направление тока |
промежуточнрй частоты, как показано на |
||
рис. 4.1, выбрано |
для случая и сф 0. |
При этом направление |
напряжения промежуточной частоты совпадает с положитель
ным направлением тока. В случае отсутствия сигнала (£/с = 0) в выходной цепи предполагается источник напряжения про межуточной частоты, который, при том же направлении напряжения, что и в первом случае, воздает ток, направление которого противоположно направлению тока в первом случае. Поэтому в выражении и стоит знак минус.
Из (4.8,а) с учетом |
(4.3,а) |
при |
U c = 0 |
найдем: |
Я , |
1 _ |
1 |
TZ |
(4.9,6) |
i пр |
О п р |
S o |
|
|
|
|
|
Внутренний коэффициент преобразования (Рпр) опреде ляется как отношение амплитуды напряжения промежуточной частоты к амплитуде напряжения сигнала при постоянном или равном нулю токе промежуточной частоты, что соответст вует разомкнутому состоянию выходной цепи:.
= ^пр
Р-пр
£Л
1 5 8
Из (4.8,а) с учетом (4.9,а и б) при /пр = 0, получаем |
|
||
,Апр |
_sin k 0 |
(4.9,в) |
|
£ 0 |
|||
|
Коэффициент преобразования по напряжению определяет ся отношением выходного напряжения промежуточной часто ты ко входному напряжению частоты сигнала при конечном значении величины сопротивления выходного колебательного контура (ZKnp), настроенного на промежуточную частоту
Замечая, что напряжение промежуточной частоты
£ЛтР —- -AiP ^эк пР)
из (4.8,а) найдем модуль коэффициента передачи:
КщЧпР> =■-- -
So
1
1
-'Э К пр
или с учетом параметров преобразования:
Р*пр |
пр |
(4.10) |
КПР |
эк пр |
|
JRi пР - f - |
|
Заменяя в (4.10) параметры преобразования их выраже ниями через угол отсечки 0 для случая резонанса, когда
^ э к пР —1^? экпР> получим:
к пР • |
sin k 0 |
(4.11) |
|
||
|
Sn R ЭК П р |
■Ш |
|
|
На рис. 4.3 представлены зависимости коэффициента пре образования от угла отсечки 0 при различных значениях но мера гармоники k и при S^R3KпР = 50.
159