Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. Сиверса А.П. 1976г
..pdfПриемники, выполненные по схеме рис. 2.13, 2.14 и 2.16, могут иметь устройство настройки, подобное показанному на рис. 2,3.
2.7. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При передаче дискретных сигналов с фазовой манипуляцией
(ФТ) фаза обычно изменяется на 180° при переходе от сигнала нажа тия к сигналу отжатия и наоборот.
Рис. 2.18. Схема формирования син |
Рнс. 2.19. Схема формирования син |
хронных колебаний из принимаемых |
хронных колебаний с помощью мест |
ФТ сигналов. |
ного стабильного гетеродина. |
Передача дискретных сигналов с ФТ обеспечивает большую помехоустойчивость приемника, чем передача с ЧТ и АТ. Это объ ясняется тем, что спектр сигналов с ФТ в два раза уже, чем при ЧТ, а амплитуды боковых частот в два раза больше, чем при АТ. Кроме того, при ФТ ослабляются помехи, не совпадающие по фазе с сигна-
Рис. 2.20. Приемник дискретных сигналов ОФТ со сравнением фаз.
лами нажатия и отжатия. Таким образом, наблюдается выигрыш едва раза по мощности при переходе от ЧТ к ФТ и в четыре раза яри переходе от АТ к ФТ.
В приемнике сигналов с ФТ необходим синхронный гетеродин, фаза которого совпадает с фазой сигнала нажатия или отжатия. Напряжения синхронного гетеродина и принимаемого сигнала поде ются на фазовый детектор, на выходе которого появляется положи тельный импульс при совпадении фаз сигнала и гетеродина и отри цательный при сдвиге фаз на 180°,
61
Получение синхронных колебаний с помощью автономного мест ного генератора затруднительно. Их можно сформировать из прини маемых сигналов с помощью соответствующего устройства (рис. 2.18). Умножитель частоты (У) на два превращает сигнал в неманипулированный. Узкополосный фильтр (Ф) ослабляет помехи в канале синхронизации, а с помощью делителя (Д) на два получаем частоту, равную частоте синхронного колебания, которое через фа зовращатель (ФВ) подводится к фазовому детектору (ФД). Недо статок устройства на рис. 2.18 — возможность «обратной работы», так как синхронное колебание может иметь два устойчивых состоя ния фазы: 0° и 180°. В устройстве, реализованном по схеме на рис. 2.19, этот недостаток уменьшается, хотя и не устраняется. Здесь частота местного стабильного генератора (Г), фаза которой совпа дает с фазой сигнала, подстраивается сигналом с помощью системы ФАП, состоящей из умножителей (У') частот сигнала и гетеро дина на два, фильтра (Ф), различителя (РФАП) и управителя
(УФАП).
Недостаток ФТ устраняется в системе с относительно-фазовой манипуляцией (ОФТ), в которой сигналы нажатия и отжатия опре деляются сравнением фаз предыдущей и последующей посылок, при чем фаза меняется при переходе к сигналу отжатия и не меняется при переходе к сигналу нажатия. В приемнике нет синхронного гетеродина и обратная работа при скачке фазы возможна лишь при приеме одной-двух посылок.
Прием сигналов с ОФТ возможен на приемник со сравнением фаз (рис. 2.20). В этом приемнике на выходе ограничителя в точке / получаем сигнал с ОФТ и ограниченной амплитудой, показанный на рис. 2.21. На вход интеграторов И и И' в точки 2 и 2' с помощью электронного коммутатора (ЭК) подводятся сигналы. В точках 3 и 3' получаем сигналы, состоящие из участков колебаний с нара стающей амплитудой и участков свободных колебаний, причем дли тельности этих участков равных. В конце каждой посылки импуль сы, поступающие от блока синхронизации БС (точка 4), открывают усилители У1 и У2 и на фазовый детектор ФД (точки 5 и 5') посту пают радиоимпульсы. На выходе ФД <5 получаем импульсы постоян ного тока, полярность которых зависит от соотношения колебаний в радиоимпульсах. При совпадении фаз в точке 6 получаем положи тельные импульсы, при сдвиге фаз на 180° — отрицательные. Блок синхронизации управляет схемой гашения (СГ), которая прекращает свободные колебания на выходах интеграторов И и И' через интер валы времени т. После устройства формирования телеграфных посылок ФТГ в точке 7 телеграфные посылки поступают к телеграф ному аппарату или в проводную линию. Они оказываются сдвину тыми на интервал т относительно принятых, что не имеет значения.
Метод сравнения фаз наиболее прост в реализации, но обеспечи вает помехоустойчивость приемника, меньшую, чем метод передачи сигналов с ФТ. Это объясняется тем, что помехи воздействуют на два тракта с одинаковыми полосами.
62
63
Прием сигналов с ОФТ можно также реализовать, используя ме тод сравнения полярностей (рис. 2.22). В точке 1 получаем ограни ченные по амплитуде сигналы с ОФТ (рис. 2.23), которые одновремен но с сигналами синхронного гетеродина (СГ) подаются на фазовый детектор (ФД). Полученные в точке 2 импульсы постоянного тока, не соответствующие исходным телеграфным посылкам, через интегратор
(И) поступают на разрядное устройство РУ (точка 4) одновременно с управляющими импульсами от блока синхронизации БС (точка 3). Последние разряжают конденсатор интегратора И, преобразуя на пряжение, полученное в точке 4, в треугольные посылки с перемен ным знаком (точка 5).
Рис. 2.22. Приемник дискретных сигналов ОФТ со сравнением полярностей.
В усилителях У1 и У2 импульсы усиливаются и подводятся
ктриггеру Тг1, который преобразует их в прямоугольные посылки (точка 6). Последние дифференцируются цепочкой ДЦ, приводятся
кодинаковой полярности (точка 7) и подаются на одно из плеч вы ходного триггера Тг2, ко второму плечу которого из точки 3 под водятся управляющие импульсы. Импульсы из точки 7 опрокиды вают выходной триггер в одно из положений, а управляющие им пульсы из точки 3 — в другое. На выходе триггера в точке 8 полу чаем исходный телеграфный сигнал, который подается на выход приемника.
Приемник, построенный по схеме рис. 2.22, достаточно прост и, сочетая когерентное детектирование с интегральным приемом (опти мальной фильтрацией), позволяет обеспечить потенциальную помехо устойчивость. Однако для нормальной работы его необходим тракт синхронизации колебаний типв, показанного на рис. 2.19, поэтому на практике удобнее реализовать схему рис. 2.20.
Проектирование преселектора, преобразователя частоты и УПЧ наиболее распространенной схемы рис. 2.20 надо вести согласно ука заниям гл. 1.
Ширину спектра радиочастот в (1.1) надо брать равной По ==
— 1,5IFt> где |
— скорость передачи, в бодах. |
64
Выходное напряжение УПЧ следует выбирать порядка Uu м
« 0,5... 1 В для эффективного ограничения амплитуд сигналов в ог раничителе О.
Реальную чувствительность приемников дискретных сообще ний, передаваемых дискретными сигналами, можно определить, за даваясь допустимыми вероятностями ошибок воспроизведения сим волов (кодовых комбинаций) рОк, с помощью которых передаются
дискретные сообщения при воздействии шумов. При поэлементном приеме й использовании минимальных кодов
Рок = 1 - (] - Ро,)* |
(2t33) |
где р0 — вероятность ошибки воспроизведения элементарного сиг
нала; п — число этих сигналов в кодовой комбинации. При |
pji <£ 1 |
получаем |
|
РоК « РоП. |
(2.34; |
Вероятности ошибок р0 определяются отношением |
энергии |
сигнала к удельной мощности шума ho на входе приемника, видом модуляции и параметрами приемника. При приеме сигналов с АТ, ЧТ и ФТ на приемник с когерентным детектором, к которому под водятся сигнал и колебания местного гетеродина, синхронные и син-
3 Зак. 895 65
фазные с колебаниями сигнала, вероятности ошибок р0 соответст
венно равны (рис. 2.24):
р0> 0,5 11 -Ф(0,7Л)], |
(2.35) |
Ро = 0,5 [1 - Ф (Л)], |
(2.36) |
Ро = 0,5 [1 - Ф (1,4/1)], |
(2.37) |
где h _ отношение эффективных напряжений сигнал/шум на входе
X
детектора; |
Ф (х) = (2/)/2л) § ехр (—0,5?)dt — интеграл |
вероят- |
||||
|
о |
|
|
|
|
|
|
ности. |
|
|
при |
задан- |
|
|
Вероятности ошибок |
|||||
|
ном h0 будут минимальными, |
а, |
зна- |
|||
|
чит, помехоустойчивость будет мак |
|||||
|
симально возможной (потенциальной) |
|||||
|
при приеме сигналов |
на идеальный |
||||
|
приемник, содержащий |
оптимальный |
||||
|
фильтр и когерентный |
детектор. |
От |
|||
|
ношение мощностей |
сигнал/шум |
на |
|||
|
выходе оптимального фильтра |
|
|
|||
|
/г2 = /12. |
|
|
(2.38) |
||
|
Допустимые |
h при |
заданных р0 |
|||
|
находятся с помощью формул |
(2.35) |
||||
|
—(2.37) или рис. |
2.24, |
a h0 — с по |
|||
|
мощью (2.38). |
|
|
|
|
|
|
Оптимальный фильтр имеет частот |
|||||
|
ную характеристику, комплексно-соп |
|||||
|
ряженную (согласованную) со спект |
|||||
|
ром сигнала. Заметим, что в прием |
|||||
|
никах с когерентным детектором оп |
|||||
при передаче |
сигналов АТ, ЧТ тимальный фильтр может быть |
вклю |
||||
и ФТ. |
чен как до, так и после детектора |
без |
||||
изменения помехоустойчивости.
Как видно из рис. 2.24, приемники сигналов АТ имеют наимень шую помехоустойчивость. Для упрощения конструкции можно за менить оптимальный фильтр квазиоптимальным, форма частотной характеристики которого не согласована со спектром сигнала и лишь ширина полосы выбрана так, чтобы отношение сигнал/шум на выходе было наибольшим. При этом помехоустойчивость падает, так как
/г2 = (0,8...0,6)/г2, |
(2.39) |
при импульсах с большой и малой скважностью соответственно. Оп тимальные полосы додетекторных фильтров П = (0,б5...1,37)/т, последетекторных П = (0,33...0,6)/т.
При замене когерентного детектора некогерентным также умень шается помехоустойчивость, так как в этом случае не подавляются
66
ортогональные к сигналу составляющие шума. Вероятности ошибок при приеме сигналов ЧТ равны
р0 ж 0,5 ехр (—0,5/г2). |
(2.40) |
|
и могут быть определены по |
кривой ЧТНКГ рис. 2.24. Величина /г0 |
|
находится по формуле (2.38) |
или (2.39). |
|
Если частота принимаемых сигналов нестабильна, то полосу додетекторного фильтра приемника приходится брать значительно шире оптимальной, т. е. брать Пт>>1. При этом на входе детек тора
/г2 *= Ао/Пт < hl |
(2.41) |
Заменяя в (2.40) h согласно (2.41), мы видим, что расширение по лосы заметно снижает помехоустойчивость. Однако, включив ли нейный интегратор или оптимальный фильтр после детектора, мож но устранить или уменьшить падение помехоустойчивости при коге рентном и некогерентном приеме соответственно. Действительно, приемник с когерентным детектором и оптимальным фильтром, вклю ченным после детектора, обладает потенциальной помехоустойчи востью. Помехоустойчивость приемника с некогерентным детекто ром, широкополосным додетекторным и оптимальным последетекторным фильтрами зависит от типа детектора, ширины полосы додетекторного фильтра у тП и соотношения мощностей сигнал/шум h на входе детектора. Действительно, при приеме ЧТ сигналов по схеме рис. 2.14 вероятность ошибки
р0 = 0,5| 1 -Ф (йВЫ1)1, |
(2.42) |
где Авых — отношение эффективных напряжений |
сигнал/шум на |
выходе схемы. |
|
При линейном детекторе и /7>>1 |
или при когерентном детекторе |
||
обеспечивается потенциальная помехоустойчивость и |
|||
|
hl^ = hl |
(2.43) |
|
при квадратичном детекторе |
|
|
|
|
й|Ы!( = 0,5й§; |
(2.44) |
|
при h |
1 и любом детекторе |
|
|
|
ЛВЫх = Ло/1/2Ш. |
(2.45) |
|
Допустимые /гвых определяются |
из (2.42) |
при заданных р0, а |
|
требуемое h0 — из (2.43) — (2.45). |
При приеме сигналов ОФТ по |
||
схеме рис. 2.20 |
|
|
|
|
р0 = 0,5 ехр (—Л2), |
(2.46) |
|
а при приеме по схеме рис. 2.22 |
|
|
|
|
р0 = 0,5(1 — Ф2 (1,4й)1. |
(2.47) |
|
*з |
6? |
|
\fi.8. ПРИЕМНИКИ
МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНЫМ
УПЛОТНЕНИЕМ
Приемники широко используются для приема сигналов радио релейной связи, радиотелеметрии и радиоуправления на частотах выше 100 Мгц.
, Многоканальный сигнал с частотным уплотнением содержит не сущее колебание, модулированное по амплитуде, частоте или фазе несколькими колебаниями различных поднесущих частот, которые, г свою очередь, модулированы по амплитуде (с одной боковой поло сой или с двумя боковыми полосами и несущей), частоте или фазе сигналами сообщений (речи, данных измерений, команд и др.).
Ряе. 2 25. Схема приемника многоканальных сигналов с частотным уплотне
нием (ЧУ).
Многоканальные сигналы обозначают двумя группами букв (AM—AM, AM—ЧМ и т. д.), где первая группа соответствует виду модуляции поднесущих, & вторая — виду модуляции несущей.
Демодулятор несущей (ДН), обычно реализуемый согласно рис. 2.1, 2.4, 2.6 и 2.8 при AM, ЧМ, ОБП и ФМ несущей соответст венно, преобразует многоканальный сигнал промежуточной частоты в сумму колебаний поднесущих частот (канальных сигналов) (рис. 2.25).
При приеме сигналов с AM и ОБП ограничитель (О) должен ос лаблять импульсные помехи, а при приеме сигналов с Ч.М и ФМ дол жен служить и для борьбы с гладкими помехами. Канальные сигвалыс AM, ЧМ, ОБП и ФМ поднесущих разделяются фильтрами Ф1, Ф2, ..., Фп, усиливаются в канальных усилителях (УК) и посту пают в демодуляторы поднесущих (ДПН), преобразующих каналь ные сигналы в сигналы сообщений, которые после усиления в УНЧ подаются на выходы приемника.
При использовании ЧМ и ФМ поднесущих после фильтров вклю чаются дополнительные ограничители амплитуд. АРУ приемника обеспечивает устойчивую работу последнего каскада УПЧ, ограни- чвтгля и детектора.
При приеме сигналов с AM несущей для ее демодуляции реко мендуется использовать детекторы на полупроводниковых диодах и подводить к ним сигналы с амплитудой 0,5—1,0 В. Авторегули
ев
ровка усиления поддерживает уровень принимаемых сигналов на входе последнего каскада УПЧ таким, чтобы нелинейные искажения в этом каскаде так же, как и во всем линейном тракте, были малыми. Для уменьшения взаимных помех каналов коэффициенты усиления их в линейном тракте должны мало отличаться друг от друга. Диод ный ограничитель (О) служит только для ослабления пиков импульс ных помех и уровень ограничения должен быть выше наибольшей амплитуды сигнала на входе ограничителя (амплитудного детектора)
^пор |
max e |
где ms — коэффициент модуляции несущей результирующим на |
|
пряжением всех поднесущих многоканального сигнала. |
|
Амплитуда напряжения одного канала на выходе детектора ДН
идк = тДд[/в, |
(2.48) |
где тк — коэффициент модуляции несущей за счет колебаний од ного канала; — коэффициент передачи детектора.
Канальный усилитель, включаемый между детектором несущей
и детектором поднесущей, |
должен иметь |
коэффициент усиления |
К* |
= UVH/UW, |
(2.49) |
где Uail — необходимое напряжение канального сигнала на входе детектора поднесущей, зависящее от вида модуляции поднесущей. При расчете Кк следует учитывать ослабление, создаваемое разде лительными фильтрами каналов (Ф).
При приеме поднесущих с AM и ОБП нелинейные искажения в УК должны быть малы, при приеме поднесущих с ЧМ и ФМ он должен вносить малые фазовые искажения. Дополнительный огра ничитель, включенный перед детектором поднесущей, должен иметь уровень ограничения
_ |
(Люр “ ^пн О О ~Ь ^п)> |
(2.50) |
где |
Una 0 — амплитуда поднесущей на входе ограничителя; тп = |
|
•== 0,03...0,5 — коэффициент модуляции |
поднесущей помехами. |
|
• Для упрощения приемников генераторы-восстановители под несущих и генераторы опорных напряжений при приеме с ОБП и ФМ поднесущих можно не стабилизировать по частоте (фазе), если их частоты не очень велики и стабильность частоты высока. Вход
ное напряжение усилителя выходных сигналов |
УНЧ |
|
U 84 ~ |
ПН’ |
(2.51) |
где Кд пн — коэффициент передачи детектора поднесущей.
Полоса пропускания канального усилителя выбирается равной
ширине спектра радиочастот поднесущей, т. е. |
|
|
где |
Пк — Пск, |
(2.52) |
Пск = 2Ктах(1 +тчк + |
|
|
Пси 2ктах; |
(2.53) |
|
при AM, ОБП, ЧМ поднесущей соответственно. |
|
|
69
Сигналы
ОБП—ОБП
AM—ОБП :
ФМ—ОБП
ЧМ—ОБП
AM—AM
ФМ—AM
ЧМ—AM
ОБП—AM ,
ОБП—ЧМ
AM—ЧМ
ФМ—ЧМ
ЧМ—ЧМ
ПС
(^тах 4" AFз)
(2Агпах чЬ
Лк* |
з) |
(2Fтах^чй 4”
2як(2/гШах + ААз)
2ик (2Z7щах ^ФА Ч-А/7з)
(2Finax лч-{-Z\Fri)
2лй (Fmax 4“
2Пк (Fmax4”&F3) тч
2^ ^ч*(2Р П1ах 4~ ^^з)
2/гк тч {2.Fтах |
ДА3) |
2пк/пн (2Т7Шах иг^д-ЬД/7а)
Таблица 2.5
С
1
1/3
0, 5
1,5т^
1/9
тф^
0,5
1/3
0,5Д/тч//|
0.125ДО/1
0,25(Д^1ч/7|)тфд
0.75Д/тЧ//1
Примечание: пи — число каналов многоканального сигнала; fmax — максимальная частота спектра сообщения, передаваемого по одному каналу; ДА3 — защитный интервал между спектрами канальных сигналов; тч и т$ —
частотный и фазовый коэффициент модуляции несущей; тчл и —частот ный и фазовый коэффициент модуляции поднесущей k-ro канала; Д — под несущая fe-ro канала; Д/тч — отклонение частоты несущей.
ТО
Частотный разнос между поднесущими должен быть равен
А^пн = Пск + AF3, |
(2.54) |
где AF3 — защитный интервал между поднесущими, необходимый для их разделения.
При приеме сигналов с ОБП несущей для ее демодуляции ре комендуется. использовать детектор (смеситель) ДН на полупровод никовом диоде и подвести к нему от УПЧ сигнал с амплитудой 0,04—0,06 В и напряжение гетеродина-восстановителя несущей с ам плитудой 0,5 — 1,0 В. Канал выделения пилот-сигнала и АПЧ пер вого гетеродина строят согласно указаниям § 2.3, а линейный тракт, ограничитель, АРУ, устройства разделения и обработки ка нальных сигналов аналогичны используемым в приемнике с AM несуще!.
При приеме сигналов с ЧМ несущей для ее демодуляции следует использовать полупроводниковый диодный частотный детектор (ДН) с парой связанных контуров и диодный ограничитель перед ним, служащий для борьбы как с импульсами, так и с гладкими
помехами. К ограничителю подводят сигнал от УПЧ с |
амплитудой |
ии « (Увор/(1 — /«ап) « 0,25...,0,5 В, |
(2.55) |
где t/nop — порог ограничения; тан — коэффициент модуляции мно гоканального сигнала помехами.
Для уменьшения взаимных помех и искажений канальных сигна лов фазовые искажения в линейном тракте должны быть малы. Для этого в нем следует использовать каскады резонансного усиленияили каскады с парами, связанных контуров.
Устройства разделения и обработки канальных сигналов ана логичны. используемым в приемнике сигналов с AM несущей.
При определении максимально допустимого коэффициента шума согласно (L.7)—(1.10) величину минимально допустимого отноше ния сигнал/шум на входе приемника ув][ можно подсчитать по фор
муле |
|
|
VttKi ^р |
*с |
(2.5G) |
где kp — отношение максимального напряжения многоканального сигнала к действующему значению его (£р яа пк), а коэффициент с определяется из табл. 2.5.
Ширину спектра радиочастот принимаемых сигналов По в (1.1) следует выбирать из табл. 2.5.
2.9. ПРИЕМНИКИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
СВРЕМЕННЫМ УПЛОТНЕНИЕМ
Внастоящее время для радиосвязи, радиотелеметрии и радио управления широко используется передача сообщений модулирован
ными видеоимпульсами преимущественно на частотах выше 100 Мгц. Различают видеоимпульсы: с амплитудно-импульсной (АИМ), с ши
ротно-импульсной (ШИМ), с временной (фазовой) (ВИМилиФИМ),
7J