3.1.2.2 Вибір типу ключів і схеми їх підключення
Основними варіантами силових ключів є польові та біполярні транзистори, IGBT і тиристори.
Тиристори не підходять через низьку максимальну частоту роботи і складність їх закривання.
IGBT зазвичай використовуються при високих струмах і високих напругах (600 – 3500 В), такі прилади на низькі напруги порядку 24 В не випускаються.
Потужні біполярні транзистори зазвичай мають низький коефіцієнт підсилення за струмом і низький вхідний опір, що спричиняє значні втрати потужності в системі керування, тому їх використання в колі високого струму з низькою напругою є невиправданим.
Польові транзистори мають високий вхідний опір і керуються напругою, що зумовлює мінімальні втрати в системі керування. Іншими перевагами польових транзисторів перед біполярними є кращі частотні властивості і вища стійкість до перевантажень. Основний їх недолік – значний залишковий опір каналу при високій робочій напрузі – в даному випадку несуттєвий. Через вищу рухливість носіїв заряду транзистори з n-каналом зазвичай мають кращі характеристики, ніж з p-каналом.
Таким чином, оптимальним варіантом силового ключа для інвертора є n-канальний польовий транзистор. При використанні цих транзисторів в ключовому режимі основною вимогою до схеми керування є максимально швидкий заряд і розряд ємності затвора для мінімальної тривалості фронтів імпульсів і зменшення динамічних втрат, таким чином необхідно забезпечити короткі імпульси відносно високого струму керування.
Силові польові транзистори часто мають вбудований швидкодіючий зворотній діод для зниження напруги на закритому транзисторі при роботі на індуктивне навантаження.
Схема підключення польового транзистора до силового кола і кола навантаження зображена на рис. 3.2. Зустрічно ввімкнені стабілітрони VD1 i VD2 забезпечують захист затвора транзистора від перенапруги. Резистор R2 обмежує струм заряду затвора і гасить високочастотний шум, що може бути створений паразитними індуктивностями і ємностями транзистора і кола керування. Швидкодіючий діод Шотки VD3 прискорює розряд ємності затвора для прискорення закривання транзистора. Резистор R3 і конденсатор С1 формують демпферний ланцюг для поглинання енергії можливих високочастотних коливань в силовому колі і зниження викликаних ними викидів напруги між витоком і стоком транзистора.
Рис. 3.2 Підключення силового транзистора інвертора
Загальна схема силової частини на польових транзисторах зображена на рис. 3.3. Вхід живлення моста +Uc з’єднано з вхідним фільтром, що має бути розміщений якнайближче до силових транзисторів для мінімізації створюваних завад.
Рис.
3.3 Силова частина інвертора
Як видно зі схеми, керуючі імпульси на транзистори VT1 i VT3 необхідно подавати відносно землі, а на транзистори VT1, VT3 – відносно їх витоків, що створює особливі вимоги до підсилювачів керуючих сигналів транзисторів VT1 i VT3.
3.1.3 Підсилювачі керуючих сигналів
Для роботи силового транзистора в ключовому режимі необхідно забезпечити максимально швидкий заряд ємності його затвора до напруги відкривання, при якій робоча точка транзистора переходить на так зване плато Міллера, і швидкий розряд цієї ємності для закривання транзистора.
Цифрова система керування з тактовою частотою, що в багато разів перевищує частоту імпульсів ШІМ, має достатню крутизну фронтів вихідних імпульсів, тому їх необхідно лише підсилити. Для цього зручно використовувати комплементарну пару польових транзисторів з близькими параметрами в одному корпусі.
Схема підсилювача керуючих сигналів для силових транзисторів VT2 I VT4 зображена на рис. 3.4. Струм заряду і розряду затвора силового транзистора комутується комплементарною парою VT1. Транзистор VT2 і резистор R2 інвертують керуючий сигнал і узгоджують рівень напруги системи керування з напругою живлення затворів. Конденсатор С1 запобігає поширенню імпульсних завад по дроту живлення і повинен бути розміщений якнайближче до підсилювача.
Рис. 3.4 Підсилювач керуючих сигналів
При високому рівні керуючого сигналу транзистор VT2 відкритий і з’єднує затвори VT1 з землею, тому p-канальний транзистор відкривається, а n-канальний закривається, керуюча напруга на виході стає рівною напрузі живлення затворів і ємність затвора силового транзистора заряджається, що призводить до його відкривання. При низькому рівні вхідного сигналу транзистор VT2 закритий і на затворах VT1 позитивна напруга, тому p-канальний транзистор закривається, а n-канальний відкривається, з’єднуючи затвор силового транзистора з землею. Ємність затвора розряджається і транзистор закривається.
Керування силовими транзисторами VT1 i VT3, як уже зазначалося, потребує складнішої схеми через необхідність розв’язки кола керування і силового кола. Для цього можна використати розділюючий трансформатор ТV1 (рис. 3.5) з двома зустрічно включеними первинними обмотками w1 i w2, які почергово підключаються до позитивного входу живлення або до нуля. При позитивній напрузі на обмотці w1 з’являється позитивна керуюча напруга 1, що відкриває транзистор VT1, і негативна керуюча напруга 2, і закриває VT3. Зворотній процес відбувається при підключенні позитивної напруги до обмотки w2.
Рис. 3.5 Підсилювач керуючих сигналів з гальванічною розв’язкою
При нульовій напрузі на w1 i w2 на вторинних обмотках w3 i w4 також нульова напруга, ємності затворів обох силових транзисторів розряджаються і вони закриваються.
У двотактних схемах зазвичай відсутня проблема підмагнічування трансформатора і його переходу в насичення, однак в разі отримання квазісинусоїдальної напруги методом однополярної ШІМ використовуються серії імпульсів однакової полярності, що змінюється на пртилежну у наступній серії, тому для уникнення переходу в насичення габаритна потужність трансформатора має бути більшою, ніж при звичайній вихідній напрузі у формі меандра. Використання двополярної ШІМ не вирішує проблему, а лише знижує швидкість переходу в насичення, при цьому збільшуючи середній струм через силові транзистори при тій самій потужності навантаження.
Слід зазначити, що розділюючий трансформатор створює обмеження максимальної тривалості і мінімальної частоти керуючих імпульсів.