Агаханян Електронные устройства в медицинских приборах 2010
.pdf
Рис. 6.7. Схема двустороннего последовательного ограничителя со стабилитронами в цепи нелинейной обратной связи ИОУ (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б)
Рассмотренные схемы ограничителей можно изготовить по гибридной технологии, используя в качестве основы бескорпусной операционный усилитель.
Параллельные ограничители. Параллельные ограничители
(рис. 6.8,а и 6.9,а) в отличие от последовательных пропускают сигнал, когда диод заперт, и ограничивают, когда диод открывается. Диод с малым сопротивлением в проводящем состоянии в сочетании с резистором Rогр с большим сопротивлением образует делитель напряжения с коэффициентом передачи
Kпр = |
Rн || rпр |
≈ |
rпр |
, |
R || r + R + R |
r + R + R |
|||
|
н пр огр вн |
|
пр огр вн |
|
близким к нулю. Поэтому, когда диод отпирается, напряжение на выходе фиксируется на уровне, близком к Есм + Uот.д.
В области пропускания (когда диод закрыт) коэффициент передачи определяется выражением
Kпр = |
|
|
Rн || rобр |
|
|
≈ |
|
|
Rн |
|
|
. |
||
R |
н |
|| r + R |
огр |
+ R |
вн |
R |
н |
+ R |
огр |
+ R |
|
|||
|
|
обр |
|
|
|
|
|
вн |
||||||
Чтобы приблизить коэффициент передачи при пропускании к единице, а при ограничении – к нулю, следует выбирать ограничивающий резистор Rогр и диод так, чтобы их параметры удовлетво-
рили условиям: Rогр + Rвн Rн; rпр Rогр + Rвн.
311
Рис. 6.8. Схема параллельного диодного ограничителя по минимуму (а) и эпюры входного и выходного напряжений (б)
Рис. 6.9. Схема параллельного диодного ограничителя по максимуму (а) и эпюры входного и выходного напряжений (б)
Уровень ограничения зависит от напряжения источника смещения Есм, а также от напряжения отпирания диода Uот.д, и легко регулируется изменением полярности и величины Есм. При наличии реактивных элементов на уровень ограничения влияет динамическое смещение, которое рассчитывают по формуле (6.1).
В параллельной схеме в области пропускания основной причиной искажений крутых перепадов является емкость С0, которая складывается из зарядной емкости диода Сп, емкостей нагрузки Сн и монтажа См. При этом переходные процессы во время формирования фронта и среза выходного импульса характеризуются постоянной времени
312
τпр = С0 Rн(+Rогр ++Rвн) . Rн Rогр Rвн
После отпирания диода (когда наступает ограничение сигнала) продолжительность переходных процессов не имеет определяющего значения, так как для получения качественного ограничения обычно параметры схемы выбирают так, чтобы после отпирания диода дальнейшие приращения выходного напряжения были значительно меньше его амплитуды.
В параллельном ограничителе иногда наблюдается выброс на вершине импульса. Образование этого выброса объясняется модуляцией объемного сопротивления базы rб, вызываемой накоплением носителей заряда, что является также причиной расширения выходного импульса: в течение рассасывания избыточных носителей диод продолжает проводить, поэтому выходное напряжение практически остается постоянным (несмотря на изменение входного сигнала). При использовании импульсных диодов с малым временем жизни носителей в области базы влияние указанных эффектов можно не учитывать, так как в таких диодах модуляция и рассасывание носителей заряда происходит значительно быстрее, чем перезаряд паразитных емкостей.
Двусторонний параллельный ограничитель (рис. 6.10,а) состоит из двух односторонних ограничителей с общим ограничивающим сопротивлением Rогр. Работа схемы иллюстрируется эпюрами на рис. 6.10,б.
Рис. 6.10. Схема двустороннего параллельного диодного ограничителя (а)
иэпюры напряжений на входе (пунктиром – вне порогов ограничения)
ивыходе (б)
313
Ограничение по максимуму производится диодом Д1 на уровне Eсм1 + Uот.д1, ограничение по минимуму – диодом Д2 на уровне
Eсм2 – Uот.д2.
Значительное улучшение характеристик параллельных диодных ограничителей также может быть достигнуто при их сочетании с усилительными элементами, в частности с ИОУ.
На рис. 6.11,а показана схема ограничителя по максимуму. В этом устройстве ограничение осуществляется параллельным диодным ограничителем, который подключен к выходу ИОУ. Диод Д с малым сопротивлением rпр в проводящем состоянии в сочетании с высокоомным резистором Rогр образует делитель напряжения с коэффициентом передачи
Kопр = |
|
rпр || Rн |
|
≈ |
|
rпр |
|
, |
|
r |
|| R |
+ R |
+ R |
r |
+ R |
+ R |
|||
|
пр |
н |
вых |
огр |
|
пр |
вых |
огр |
|
Поскольку суммарное сопротивление на входе диодного ограничителя, состоящее из выходного сопротивления усилителя Rвых и ограничивающего сопротивления Rогр, значительно больше прямого сопротивления диода rпр, то Kогр ≈ 0. Поэтому когда диод отпирается, напряжение на нагрузке фиксируется на уровне, близ-
ком к Eсм + Uот.д (рис. 6.11,б).
Рис. 6.11. Схема диодного ограничителя по максимуму на основе ИОУ (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б)
Когда амплитуда сигнала становится меньше порога ограничения, диод запирается и перестает ее ограничивать. При этом напряжение на нагрузке по форме совпадает с входным сигналом;
314
происходит лишь некоторое ослабление его амплитуды, характеризуемое коэффициентом
|
Rн || rобр |
|
R |
Kпр = |
|
≈ |
н |
R || r + R + R |
R + R + R |
||
|
н обр вых огр |
|
н вых огр |
(rобр – обратное сопротивление диода).
В области пропускания искажения крутых перепадов выходного импульса обусловлены инерционностью операционного усилителя, а также перезарядом паразитной емкости С0, которая складывается из зарядной емкости диода Сп, емкостей нагрузки Сн и монтажа См. При этом во время воспроизведения фронта и среза выходного импульса постоянная времени перезаряда этой емкости
τпр ≈ С0 Rн(+Rвых ++Rогр) .
Rн Rвых Rогр
После отпирания диода, когда наступает ограничение сигнала, переходные процессы устанавливаются относительно быстро, так как заметно уменьшается постоянная перезарядка паразитных емкостей и резко сокращаются пределы изменения выходного импульса (поскольку наступает ограничение его амплитуды).
Можно исключить источник смещения Есм из схемы на рис. 6.11,а, применив вместо диода стабилитрон (рис. 6.12,а). При этом порог ограничения по максимуму будет определяться напряжением стабилизации Uст (рис. 6.12,б).
Рис. 6.12. Схема параллельного диодного ограничителя со стабилитроном на ИОУ (а)
иэпюры напряжений входного генератора Uг
ина выходе ИОУ (б)
315
Однако в схеме со стабилитроном имеет место двустороннее ограничение, так как при действии сигналов противоположной полярности стабилитрон, работая как обычный диод, ограничивает его амплитуду на уровне Uд (где Uд – перепад напряжения на стабилитроне при прямом смещении).
Если не требуется двустороннее ограничение, то последовательно со стабилитроном включают диод так, чтобы он препятствовал ограничению сигнала при смещении стабилитрона в прямом направлении (рис. 6.13).
Рис. 6.13. Схема параллельного диодного ограничителя на стабилитроне и диоде,
предотвращающем двустороннее ограничение
Втакой схеме порог ограничения определяется суммарным перепадом напряжения на стабилитроне и диоде при прямом смещении,
т.е. Uст + Uд. Качество ограничения повышается с уменьшением прямого сопротивления диода. Напряжение пробоя диода должно превышать наибольшую амплитуду выходного сигнала, чтобы не наступало ограничение при сигналах, смещающих диод в обратном направлении.
Всхемах с двусторонним ограничением используют последовательно включенные стабилитроны (рис. 6.14,а).
Рис. 6.14. Схема параллельного ограничителя на стабилитронах (а) и эпюры напряжений входного генератора Uг и на выходе ИОУ (б)
316
При этом пороги ограничения (рис. 6.14,б) определяются напряжением пробоя стабилитрона, смещенного в обратном направлении, и перепадом напряжения другого стабилитрона, проводящего ток в прямом направлении, т.е.
Uогр1 = Uст1 + Uд2; Uогр2 = Uст2 + Uд1.
6.1.3. Усилители-ограничители на биполярных транзисторах
Транзисторный ключ, особенности которого рассматривались в п. 2.2, представляет собой простейший усилитель-ограничитель последовательного типа. В ключевой схеме при запирании транзистора выходное напряжение фиксируется на уровне, близком к на-
пряжению коллекторного питания Eк – Iк0Rк Eк. При этом в усилителе на транзисторе типа р-п-р имеет место ограничение по минимуму, а на транзисторе типа п-р-п – ограничение по максимуму.
Если амплитуда входного импульса достаточно велика, чтобы насыщать транзистор, то в первом усилителе наступает ограничение по максимуму, а во втором усилителе – ограничение по минимуму. Таким образом, транзисторный ключ можно использовать в качестве двустороннего ограничителя. Коэффициент передачи в пропускном направлении Kпр определяется коэффициентом усиления по напряжению
Kпр ≈ βN γ+кRк ≈ βN γ+кRк . Rвн rвх Rвн rб
При отсечке входного сигнала коэффициент передачи Kогр можно считать равным нулю, так как выходное напряжение практически не меняется.
Транзисторный усилитель-ограничитель обладает достаточно четкими порогами ограничения. Но при двустороннем ограничении из-за насыщения транзистора наблюдается расширение выходного импульса; он оказывается большей величины, чем длительность входного импульса. При насыщении транзистора происходит накопление носителей у коллекторного перехода. После прекращения входного импульса требуется определенное время для рассасыва-
317
ния избыточных носителей. В течение времени рассасывания tрас выходное напряжение изменяется незначительно, поэтому длительность импульса увеличивается на величину tи = tрас. Если ограничитель используется для формирования непрерывной последовательности импульсов, то некоторое расширение выходного сигнала не представляет особой опасности. В подобных случаях уси- литель-ограничитель строится на простейшей схеме транзисторного ключа без дополнительных элементов, предназначенных для уменьшения или предотвращения расширения выходного импульса.
В ряде случаев расширение выходного импульса может послужить причиной нарушения нормальной работы отдельных узлов устройства. Например, в узлах ЭВМ расширение импульсов на выходе усилителя-ограничителя приводит к увеличению длительности переброса триггеров, работающих в счетном режиме, к нарушению фазовых соотношений импульсных сигналов, при помощи которых осуществляются логические операции, и т.д. Для предотвращения или уменьшения расширения выходных импульсов в транзисторном усилителе-ограничителе применяются токоограничивающие цепи.
Очевидно, что, ограничив ток базы Iб на уровне |
Iкн |
= |
Eк −Uкн |
, |
|||
|
|
||||||
|
β |
N |
|
β |
N |
R |
|
|
|
|
|
к |
|||
можно предотвратить насыщение транзистора, следовательно, и исключить расширение импульса. Величину тока можно ограничить включением сопротивления в цепь базы или в цепь эмиттера, а также увеличением напряжения смещения, запирающего транзистор. В том и в другом случае соответствующим выбором напряжения смещения Есм или токоограничивающего сопротивления в цепи эмиттера Rэ либо в цепи базы можно уменьшить ток базы до
величины Iб ≤ Iкн . Однако уменьшение тока базы приводит к уве-
βN
личению длительности фронта выходного импульса, так как уменьшается крутизна нарастания тока коллектора. Поэтому не рекомендуется уменьшать ток базы соответствующим увеличением напряжения смещения.
318
Чтобы предотвратить увеличение длительности фронта и среза выходного импульса, необходимо сохранить ток базы на уровне, соответствующем Rб = 0 и Rэ = 0, хотя бы в течение формирования фронта и среза импульса. Если шунтировать токоограничивающее сопротивление конденсатором небольшой емкости, то начальный приток носителей в область базы будет такой же величины, как в усилителе без токоограничивающей цепи, поэтому длительность фронта импульса увеличится незначительно. По мере заряда конденсатора входной ток уменьшится, приближаясь к уровню, соответствующему границе насыщения, и импульс не будет расширяться.
На рис. 6.15,а приведена схема усилителя-ограничителя с токоограничивающей RС-цепью в эмиттере. Эпюры токов и напряжения, которые поясняют работу усилителя в случае, когда на его вход поступает прямоугольный импульс идеальной формы, приведены на рис. 6.15,б.
Рис. 6.15. Схема усилителя-ограничителя на р-п-р-транзисторе
с токоограничивающей RС-цепью в эмиттере (а) и эпюры токов базы Iб,
коллектора Iк и выходного напряжения Uкэ (б)
В исходном состоянии транзистор закрыт смещением Есм, подаваемым на его базу. В момент времени t0 на вход усилителя поступает отпирающий его импульс. Ток базы скачком увеличивается до величины
319
I = Uвхт −(Eсм +Uот.т) . бт Rвн + rб
В начальный момент амплитуда тока базы сравнительно велика, что обеспечивает быстрое нарастание фронта выходного импульса.
По мере заряда конденсатора Сэ уменьшается положительное смещение на эмиттерном переходе, а поэтому сокращается поток носителей в базу транзистора. Базовый ток постепенно уменьшается и, в конце концов, устанавливается на уровне Iб1, величину которого можно выбрать так, чтобы транзистор работал на грани насыщения. Величина тока базы Iб1 ограничивается сопротивлением резистора Rэ. Если выбрать сопротивление резистора Rэ так, чтобы
Iб1βN ≤ Iкн = Eк +Uкн ,
Rк
то можно предотвратить насыщение транзистора и тем самым исключить расширение выходного импульса. При этом, шунтировав резистор Rэ конденсатором емкостью
Сэ ≈ 1 (τTN +СкRк) ,
Rэ
можно уменьшить длительность фронта до величины
tфр ≈ 2,2 (1+βN )(τTN +CкRк) 1+ RвнR+э rб (1+βN )
(τTN – среднее время пролета носителей заряда в базе).
Можно еще больше уменьшить длительность фронта, если увеличить величину емкости Сэ. С увеличением этой емкости уменьшается скорость спада тока базы, поэтому возрастает крутизна нарастания тока коллектора и уменьшается длительность фронта. Однако если емкость Сэ чрезмерно задерживает возрастание напряжения в эмиттерной цепи, то в течение воздействия импульса tи.вх ток базы не успевает заметно уменьшиться и транзистор попадает в насыщение. При прекращении выходного импульса в течение времени рассасывания выходной импульс не меняется, что и приводит к его расширению.
320