Демодуляторы радиосигналов |
7-31 |
Zn = |
|
Zn |
|
= (xnC )2 +(xnS )2 , |
(7.14) |
|
|
где Zn = xnC + jxnS – цифровая комплексная огибающая сигнала; Zn – цифровая огибающая сигнала.
Для упрощения реализации демодулятора цифровую огибающую сигнала можно вычислять по следующей приближённой формуле:
Zn ≈ |
1 min ( |
|
xnC |
|
, |
|
xnS |
|
)+ max ( |
|
xnC |
|
, |
|
xnS |
|
). |
(7.15) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Цифровой фазовый демодулятор (ЦФД)
Величина фазового сдвига аналогового сигнала uс(t)относительно опорного колебания uоп(t) =Uоп cosωопt равна
ϕ(t) = argU (t) = arctg |
ImU (t) |
U S (t) |
|
||||
|
|
|
= arctg U C (t) . |
|
|||
ReU (t) |
|
||||||
Фаза цифрового сигнала определяется аналогично: |
|
||||||
ϕn |
= arg Zn = arctg |
xnS |
|
. |
(7.16) |
||
xnC |
|||||||
|
|
|
|
|
|||
При реализации алгоритма (7.16) нужно учесть то обстоятельст- |
|||||||
во, что функция arctg(·) |
неоднозначна: её главная ветвь определяет |
||||||
фазу только в интервале |
[−π 2, π 2], т.е. в правой полуплоскости, где |
||||||
xnC ≥ 0. Для получения алгоритма ЦФД, |
работающего в интервале |
||||||
[−π, π], нужно дополнительно использовать участки соседних ветвей |
|||||||
графика, соответствующие интервалам |
[−π, −π 2] и |
[π 2, π ] |
(рис. 7.35).
Если вектор комплексной огибающей сигнала лежит в левой полуплоскости ( xnC < 0), то при определении фазы к главному значению
xS
функции arctg n нужно прибавить ±π. При этом знак этого дополни- xnC
Демодуляторы радиосигналов |
|
|
|
7-32 |
||
тельного слагаемого следует выбирать так, чтобы значение фазы бы- |
||||||
ло заключено в интервале [−π, π] (рис. 7.36). |
||||||
|
ϕ |
|
|
|
xS |
|
π |
|
|
|
|
||
ϕ [−π 2, |
π 2] |
|||||
π 2 |
||||||
|
|
|
|
xC |
||
|
x |
S |
x |
C |
||
|
|
|
|
|||
−π 2 |
|
|
|
|
|
|
−π |
ϕ [−π, −π 2] |
|||||
|
Рис. 7.35. Функция arctg(·) |
При |
xnC = 0 непосредственное вычисление значения arctg |
xnS |
не- |
|
xnC |
||||
|
|
|
возможно. В этом случае абсолютная величина фазы сигнала равна π2 , а знак определяется знаком квадратурной составляющей xnS
(рис. 7.37).
|
|
|
|
|
|
ϕ |
|
+ π = arctg |
xS |
ϕ |
|
= arctg |
xS |
− π |
|||||||||||
|
|
|
|
|
|
n |
n |
n |
n |
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
xnC |
xnC |
||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
ϕn < 0 |
|
|
|
|
|
xnC < 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
xnS < 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Zn |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Zn |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
ϕn > 0 |
|
|
|
xnC < 0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
xnS > 0 |
|
xS |
|
|
|
|
|
|
xS |
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
ϕ |
|
− π = arctg |
ϕ |
|
= arctg |
+π |
|
||||||||||||||
|
|
|
|
n |
|
n |
|
n |
n |
|
|
||||||||||||||
|
|
|
|
xnC |
xnC |
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
xnS > 0
ϕn = π/ 2
xnC = 0
xnS < 0
xnC = 0 |
|
ϕn = −π/ 2 |
|
Рис. 7.36. К определению фазы сигнала |
Рис. 7.37. К определению |
|
фазы сигнала при xnC = 0 |
И, наконец, если обе составляющие сигнала равны нулю, то значение фазы не определено, т.к. при нулевой амплитуде сигнала поня-
Демодуляторы радиосигналов |
7-33 |
тие фазы не имеет смысла. Поэтому фазе может быть приписано любое значение, например, значение на предыдущем такте: ϕn = ϕn−1 .
Объединяя все рассмотренные случаи, получаем следующий алгоритм работы ЦФД:
arctg |
xnS |
, xC |
> 0 |
|
|
|||||||
xC |
|
|
||||||||||
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
π |
, |
|
|
|
xC |
= 0, xS |
> 0 |
||||
|
2 |
|
|
|
|
|
n |
n |
|
|||
|
|
π |
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
− |
|
, |
|
x |
C |
= 0, x |
S |
< 0 |
|||
|
|
|
|
|
n |
|||||||
|
|
2 |
|
|
|
n |
|
|
||||
ϕn = |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
arctg |
xnS |
+ π, xC |
< 0, xS |
> 0 |
||||||||
xC |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
n |
n |
|
||||
|
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
S |
|
|
|
|
|
|
arctg |
xn |
−π, xC |
< 0, xS |
< 0 |
||||||||
xC |
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
n |
n |
|
||||
|
|
|
|
|
n |
|
|
|
|
|
||
ϕ |
n−1 |
, |
|
xC |
= 0, xS |
= 0 |
||||||
|
|
|
|
n |
n |
|
В соответствие с этим алгоритмом определяется фаза сигнала, приведённая к интервалу [−π, π]. При выходе за пределы ±π фаза скачком
изменяется на 2π. При необходимости с помощью дополнительной логической обработки последовательных отсчётов фазы может быть получена полная фаза, не имеющая скачков.
Характеристика ЦФД изображена на рис. 7.38. Она линейна на интервале [−π, π] и периодична с периодом 2π.
|
ϕn |
|
|
π |
|
-π |
π |
φ |
|
-π |
|
Рис. 7.38. Характеристика цифрового ФД |
Цифровой частотный демодулятор (ЦЧД)
Алгоритмы работы цифрового ЧД основаны на том, что мгновенная циклическая частота аналогового сигнала равна
Демодуляторы радиосигналов |
7-34 |
ω(t) = ωоп + dϕdt(t) = ωоп +∆ω(t) , где ϕ(t) – фазовый сдвиг сигнала относительно опорного колебания с частотой ωоп . Простейший алго-
ритм работы ЦЧД получается при замене производной отношением конечных разностей:
∆ω(t) = dϕ(t) ≈ |
ϕ(t) −ϕ(t − ∆t) |
= ϕn −ϕn−1 = fд∆ϕ, |
|
dt |
∆t |
Tд |
|
где Tд =1 fд = ∆t – интервал дискретизации, ϕn |
– фаза сигнала в мо- |
||
мент взятия n-го отсчёта, |
∆ϕ = 2π∆f T |
= 2π ∆f |
– приращение фазы |
|
д |
fд |
|
|
|
|
сигнала за такт. При этом в качестве отсчёта фазы сигнала φn следует брать полную фазу, не имеющую скачков на ±2π.
В соответствии с данным алгоритмом отсчёт измеренного отклонения мгновенной частоты от частоты опорного колебания fоп равен
ˆ |
∆ωˆ n |
= |
fд |
(ϕn −ϕn−1 ) = |
∆ϕ |
fд. |
(7.18) |
|
2π |
2π |
|||||||
∆fn = |
2π |
|
Найдём детекторную характеристику такого ЦЧД. Пусть отклонение
частоты |
сигнала |
от fоп |
равно ∆f. |
Тогда |
ϕn = 2π∆f nTд , |
||||
ϕn−1 = 2π∆f (n −1)Tд |
и измеренное отклонение мгновенной частоты |
||||||||
равно |
|
fД |
|
|
|
fД |
|
|
|
∆fˆ |
= |
2π∆f nT −2π∆f (n −1)T = |
2π∆f T = ∆f . |
||||||
|
|
||||||||
n |
|
2π |
д |
д |
2π |
д |
Следовательно, характеристика ЦЧД линейна. Её крутизна не зависит от амплитуды сигнала и равна 1.
Недостатком данного алгоритма ЦЧД является его сложность: для получения одного измеренного значения частоты необходимо дважды определять полную фазу, что требует выполнения нелинейного преобразования в соответствии с функцией arctg(·) и логической обработки. Кроме того, при больших отклонениях частоты (близких к fд / 2) могут возникать ошибки в определении полной фазы, что приводит к резкому искажению измеренного значения частоты.
Можно упростить алгоритм работы ЦЧД, исключив из него операцию определения полной фазы. Для этого рассмотрим произведе-
Демодуляторы радиосигналов |
7-35 |
ние n-го отсчёта комплексного |
цифрового сигнала |
Zn =Une jϕn на |
||||||||
комплексно сопряжённый предыдущий отсчёт Z* |
|
=U |
e− jϕn−1 |
: |
||||||
|
|
|
|
|
|
n−1 |
|
n−1 |
|
|
Z |
Z* |
=U |
e jϕn |
U |
e− jϕn−1 |
=U U e j(ϕn −ϕn−1 ) |
=U U e j∆ϕ . |
|
||
n |
n−1 |
n |
|
|
n−1 |
n n−1 |
|
n n−1 |
|
|
Видно, что приращение фазы сигнала за такт ∆ϕ равно аргументу |
||||||||||
|
|
|
|
* |
|
|
|
|
|
комплексного числа Zn Zn−1 . Поэтому отсчёт измеренного отклонения мгновенной частоты от частоты опорного колебания fоп равен
∆fˆn = |
∆ϕ fд = |
fд |
arg{Zn Zn*−1}= |
|
2π |
||||
|
2π |
|
fд |
|
Im{Zn Zn*−1} |
|
|
|
arctg |
|
. |
(7.19) |
2π |
Re{Zn Zn*−1} |
Характеристика ЦЧД, работающего в соответствии с данным алгоритмом, также линейна.
Ещё более простой алгоритм работы ЦЧД, не требующий вычисления значения арктангенса, можно получить следующим образом. Рассмотрим сначала аналоговый сигнал: выразим его фазу через низкочастотные квадратурные составляющие и найдём производную фазы
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
dϕ(t) |
= |
d |
arctg |
U S (t) |
. |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
dt |
|
dt |
U C (t) |
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
Обозначим отношение |
U S (t) |
как y(t). Тогда по теореме о производ- |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||
U C (t) |
|||||||||||||||||||||||||||||||||||||
ной сложной функции |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||
|
|
|
|
dϕ(t) |
= |
d |
arctg y(t) = |
|
d |
arctg y(t) |
dy(t) |
= |
|
|
1 |
|
dy(t) |
. |
|
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
dt |
|
|
|
|
dt |
1 |
+ y2 (t) |
|
|
|
||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
dt |
|
|
|
|
|
dy |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
dt |
|
|
||||||||||||
Подставляя в это выражение |
|
y(t) = |
U S (t) |
, получим |
|
|
|
|
|
||||||||||||||||||||||||||||
|
U C (t) |
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
dϕ(t) |
|
|
|
1 |
|
|
d U S (t) |
|
|
|
|
|
1 |
|
|
|
|
|
|
′ |
|
|
|
′ |
|
|||||||||||
|
= |
|
|
|
|
= |
|
|
|
|
|
|
U S |
(t)U C (t) −U C |
(t)U S (t) |
= |
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
dt |
|
|
|
S |
2 dt U C (t) |
|
|
|
S |
|
|
2 |
|
|
|
|
U C (t)2 |
|
|||||||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||||||||||
|
|
|
|
|
1+ UC (t) |
|
|
|
|
|
|
1+ |
UC (t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
U (t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
U |
(t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||
|
|
|
|
′ |
|
|
|
|
′ |
(t)U S (t) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||
= |
U S |
(t)U C (t) −U C |
, |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
U C (t)2 +U S (t)2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Демодуляторы радиосигналов |
7-36 |
где U |
S′ |
(t) = |
dU S (t) |
U |
C′ |
(t) = |
dU C (t) |
. |
|
|
||
|
dt |
, |
|
dt |
|
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Таким образом, |
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
∆ω(t) = |
U S′(t)U C (t) −U C′(t)U S (t) |
. |
(7.20) |
|||||
|
|
|
|
|
U C (t)2 +U S (t)2 |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Для того чтобы на основе этого выражения получить алгоритм работы ЦЧД, заменим аналоговые низкочастотные квадратурные составляющие сигнала цифровыми квадратурными составляющими, а их производные – отношениями конечных разностей (операция замены обозначена стрелкой):
U C (t) xC , |
U S (t) xS , |
n |
n |
U C′(t) ≈ |
U C (t) −U C (t −∆t) |
|
||||
|
||||||
|
|
|
|
∆t |
|
|
U |
S′ |
≈ |
U S (t) −U S (t −∆t) |
|
||
|
|
∆t |
||||
|
|
|
|
|
|
fд
f |
д |
(xC − xC |
), |
|
|
n |
n−1 |
|
|
(xS |
− xS |
). |
|
|
|
n |
n−1 |
|
|
Тогда отсчёт измеренного отклонения мгновенной частоты сигнала относительно частоты опорного колебания будет определяться следующим выражением:
∆fˆn = |
∆ωˆ n |
= |
1 |
|
fд (xnS − xnS−1 )xnC − fд (xnC − xnC−1 )xnS |
|
= |
|
|
|
|
||||||||||||||
|
|
|
(xnC )2 +(xnS )2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||||
|
|
|
|
2π |
|
2π |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(7.21) |
|||||||
|
f |
|
|
xS xC |
− xS− |
xC |
− xC xS |
+ xC− |
xS |
|
f |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
|
д |
|
д |
|
x |
C |
x |
S − |
x |
S |
x |
C |
|||||||||||||
= |
|
n n |
|
n 1 n |
n n |
n 1 |
n |
= |
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
n−1 |
n |
n−1 |
n . |
||||||||
|
2π |
|
|
|
(xnC )2 |
+(xnS )2 |
|
|
|
2π |
|
(xnC )2 +(xnS )2 |
|
Найдём детекторную характеристику ЦЧД, который работает в соответствии с данным алгоритмом. Пусть, как и ранее, отклонение частоты сигнала от частоты опорного колебания равно ∆f и ампли-
туда сигнала U постоянна. Тогда
xnC =U cos ϕn , |
xnS =U sin ϕn , |
xnC−1 =U cos ϕn−1 =U cos (ϕn − ∆ϕ), |
xnS−1 =U sin ϕn−1 =U sin (ϕn − ∆ϕ). |
Подставим эти выражения в формулу (7.21):
Демодуляторы радиосигналов |
7-37 |
∆fˆn = |
fд |
U cos(ϕn −∆ϕ) U sin ϕn − U sin(ϕn −∆ϕ) U cos ϕn |
. |
||||
2π |
|
|
|
U 2 cos2 ϕn +U 2 sin2 ϕn |
|
||
Учитывая, что cos2 ϕn +sin2 ϕn =1, получим |
|
|
|||||
∆fˆn |
= |
fд |
[cos(ϕn −∆ϕ)sin ϕn −sin(ϕn −∆ϕ)cosϕn ]. |
|
(7.22) |
||
|
|
||||||
|
|
|
2π |
|
|
|
|
Используя |
|
известное |
тригонометрическое |
тождество |
cosβsin α −sinβcosα = sin(α −β) , запишем (7.22) в следующем виде:
∆fˆn |
= |
fд |
sin ∆ϕ. |
|
|||
2π |
|
||||||
А поскольку ∆ϕ = 2π∆f fд , то окончательно получим |
|
||||||
∆fˆn = |
fд |
|
|
|
∆f |
(7.23) |
|
|
sin |
2π |
. |
||||
2π |
|||||||
|
|
|
|
fд |
|
Таким образом, характеристика ЦЧД описывается синусоидальной функцией, график которой показан на рис. 7.39. Следовательно, в отличие от двух рассмотренных ранее алгоритмов, характеристика демодулятора в данном случае нелинейна. Крутизна детекторной ха-
рактеристики SЦЧД = d ((∆fˆn )) не зависит от частоты дискретизации и d ∆f
равна 1, апертура характеристики (расстояние между её «горбами») ∆fЦЧД = fд 2 прямо пропорциональна частоте дискретизации. Следо-
вательно, при повышении частоты дискретизации протяжённость линейного участка характеристики ЦЧД увеличивается, а крутизна не меняется (рис. 7.40).
Замечание: вычисление разностей xnS − xnS−1 и xnC − xnC−1 эквивалентно
пропусканию цифровых сигналов {xnS} и {xnC} через КИХ-фильтр 1-го порядка
с коэффициентами 1 и -1. Импульсная характеристика такого фильтра антисимметрична, следовательно его ФЧХ линейна и имеет наклон -1/2. Поэтому демодулированный цифровой сигнал задержан относительно входного цифрового сигнала на 1/2 такта.
Демодуляторы радиосигналов |
|
|
7-38 |
||||
|
|
|
^ |
|
|
^ |
|
fД |
/2π ∆f |
S =1 |
|
∆f |
fД" >f ' |
||
|
|
|
|
ЦЧД |
|
|
Д |
-fД /4 |
|
|
|
|
|
|
|
-fД /2 |
|
|
fД /4 |
fД /2 |
∆f |
0 |
∆f |
|
|
|
-fД/2π |
|
|
|
f Д' |
|
|
|
|
|
|
|
|
∆f |
=f |
Д |
/2 |
|
|
Рис. 7.40. Характеристика ЦЧД |
|
ЦЧД |
|
|
|
Рис. 7.39. Характеристика ЦЧД |
при двух значениях частоты дис- |
|
кретизации |
||
|