Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Проектирование умножителей частоты на диодах. Учебно-методическое пособие
.pdf
введенным инвертором (рис. 36) и нормированные значения его эле-
N
N
R
ментов.
Рис. 36. Переход к ППФ и ввод инвертора
Далее необходимо учесть, что диод имеет собственные параметры
0.09 2.36Zj и
11
равными нулю, паразитные параметры корпуса диода
0.032C
, а также взаимное влияние входной и выходной согласую-
к
0.09 1.18Zj
22
, которые ранее были приняты
0.36L
к
ще-фильтрующей цепи друг на друга. Для этого реализуем в среде
Mathcad итерационную процедуру (9), задав начальные значения
вх
0
вых1
0Y
, в результате находим значения элементов вход-
Y и
ной и выходной согласующе-фильтрующей цепи (см. рис. 33), вычисляем новые значения
н
Y ,
вых1
н
Y по формулам:
вх
н
YjNL
Ni
вх 01
1
11
jN C
01
11
i
10
jN C
i
0
jN L
;
i
,
н
Y
где
вых1
нормированная круговая частота равная 1, и проверяем вы-
0
0
jL
2
i
N
11
00
jN C jN C
ii
NRN
полнение критерия выхода из решения
1
11
23
n
0
jN L
N
,
3
i
= 0.02. На третьей итерации
41
выполнился критерий выхода из решения и был синтезирован умножи-
тель частоты (рис. 37).
Рис. 37. Синтезированный умножитель частоты
Так как в результате синтеза сопротивление генератора и нагрузки отличается от заданного, то необходимо ввести в схему идеальные трансформаторы со стороны входа и выхода устройства. Рассчитаем требуемый
коэффициент трансформации идеального трансформатора по входу:
RR
n
1 н
0.71 10.61
0.388
50 50
и вводим трансформатор так, как это показано на рис. 38. При этом
значения элементов изменяются в раз:
R
0.71
1
R
1
22
0.388
n
CCn
ii
22
,
L
i
9.13 0.388 1.374
L
0.11
i
22
0.388
n
4.716
0.73
,
.
Аналогично определяем требуемый коэффициент трансформации
идеального трансформатора по выходу и соответствующие значения
элементов для выходной цепи (рис. 38).
Рис. 38. Умножитель частоты с введенными трансформаторами
сопротивлений
42
Используя преобразования Нортона, определяем значения элемен-
Z
R
f
тов эквивалента идеального трансформатора по входу (табл. 4):
при 0.73Z и 0.388n
ZnZ ,
(1 ) (1 0.388)0.73 0.447
a
ZZn ,
b
Znn Z .
c
Суммируя элемент
0.73 0.388 0.284
( 1) 0.388(0.388 1)0.73 0.174
с элементом
c
L
1i
, избавляемся от отрица-
тельного значения индуктивности:
LLZ
11
iic
7.55 0.174 7.376
.
Аналогично определяем значения элементов эквивалента идеального трансформатора для выходной цепи и получаем окончательную
схему умножителя частоты в сосредоточенном электрическом элементном базисе (рис. 39).
Рис. 39. Окончательный вид синтезированного удвоителя частоты
Для моделирования полученной цепи проводим денормирование
элементов с использованием следующих формул:
LR
L
н
,
н
C
C
нн
.
Причем элементы входной цепи денормируются на частоту
менты выходной цепи – на
Диод представляем
2f.
н
z-матричной моделью четырехполюсника (11),
, а эле-
н
найденной в пяти точках заданной полосы пропускания с использованием формулы (4).
43
Структурная схема умножителя частоты (Schematic 7) с учетом
схемы, изображенной на рис. 34, представлена на рис. 40, результаты
моделирования в САПР AWR Microwave office представлены на
рис. 41–43.
Рис. 40. Структурная схема умножителя частоты (Schematic 7)
Рис. 41. Модули коэффициента передачи
44
Рис. 42. Коэффициенты стоячей волны напряжения по входу
умножителя
Рис. 43. Уровни подавления первой гармоники на выходе и второй
гармоники на входе
45
Из рис. 41–43 видно, что полученная схема умножителя частоты
обладает достаточно близкими к требуемым рабочими характеристиками, что говорит о правильности проведенных расчетов. Исключением является только КСВН, который в заданной полосе частот несколько превышает установленное значение.
Проводим оптимизацию полученной схемы с целью получения
требуемых рабочих характеристик. Оптимизированная структурная
схема умножителя
бочие характеристики представлены на рис. 41–43.
Рис. 44. Оптимизированная структурная схема умножителя частоты
Из рис. 41–43 видно, что полученная схема умножителя частоты
обеспечивает требуемые рабочие характеристики.
частоты (Schematic 5) приведена на рис. 44, ее ра-
(Schematic 5)
3. СИНТЕЗ И МОДЕЛИРОВАНИЕ
УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
В СОСРЕДОТОЧЕННО-РАСПРЕДЕЛЕННОМ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОМ ЭЛЕМЕНТНОМ БАЗИСЕ
При реализации схем преобразователей частоты в диапазоне СВЧ
очень часто возникает необходимость использования сосредоточеннораспределенных и распределенных структур. При этом предпочтение в
большинстве случаев отдается схемам, выполненным печатным способом при использовании симметричных и несимметричных полосковых
46
(микрополосковых) линий. Это приводит, в свою очередь, к необходи-
x
f
f
мости учета дополнительных ограничений, накладываемых соответствующей технологией изготовления.
При переходе в сосредоточенно-распределенный электрический
элементный базис индуктивности, включенные продольно, заменяются
отрезками длинных линий с высоким волновым сопротивлением с использованием формулы
2sin
х fL z
, (12)
iiii
0
где
рабочей полосы пропускания;
длинной линии;
– сопротивление индуктивности iL на центральной частоте
i
z – волновое сопротивление отрезка
i
– электрическая длина отрезка длинной линии.
i
0
Индуктивности, включенные одним концом на «землю», – закороченными на конце отрезками длинных линий с высоким волновым сопротивлением находятся по формуле
2tg
xfLz
iiii
0
. (13)
Емкости, включенные одним концом на «землю», заменяются
разомкнутыми на конце отрезками длинных линий с низким волновым
сопротивлением с использованием формулы
b – проводимость емкости iC на центральной частоте
где
i
полосы пропускания;
2tg
bfCy
, (14)
0
iiii
рабочей
0
y – волновая проводимость отрезка длинной
i
линии.
Емкостные элементы согласующей цепи, включенные продольно,
остаются сосредоточенными.
В настоящей работе при замене индуктивностей волновое сопротивление отрезков линий
замене емкостей –
/4
, что в дальнейшем облегчает возможность реализации широ-
i
z рекомендуется выбрать меньше 75 Ом, при
i
z больше 15 Ом, а их электрические длины
i
кополосного согласующего устройства в микрополосковом исполнении.
Если для некоторых элементов найденные значения
z и
i
отрез-
i
ков линий передачи не удовлетворяют рекомендованным ограничениям, то эти элементы можно оставить сосредоточенными.
47
В ряде случаев можно заменить и включенные продольно индуктивности и емкости соответственно отрезками длинных линий передачи, закороченных и разомкнутых на конце. Но в этом случае для получения планарной реализации появляется необходимость в эквивалентных преобразованиях схемы.
Значения элементов согласующе-фильтрующих цепей умножителя
частоты в распределенном (сосредоточенно-распределенном) электри
ческом элементном базисе уточняются в процессе подоптимизации
рабочих характеристик согласующего устройства.
Пример проектирования умножителя частоты
в сосредоточенно-распределенном
электрическом элементном базисе
Рассмотрим в качестве примера преобразование синтезированного в сосредоточенном электрическом элементном базисе удвоителя частоты (см. рис. 37). Учитывая, что реальные диоды имеют значительный разброс параметров, в связи с чем возникает необходимость подстройки схемы, а также конструктивную индуктивность
при их подключении, остановимся на сосредоточенно-распределенном варианте реализации умножителя частоты
таем индуктивности, подключаемые к диоду, и диод сосредоточенными, а остальные элементы – распределенными с электрической
длиной /4 . Тогда схема (см. рис. 37) преобразуется к виду,
представленному на рис. 45.
, в котором счи-
-
Рис. 45. Умножитель частоты в сосредоточенно-распределенном
электрическом элементном базисе
48
Разомкнутые на конце отрезки линии передачи с волновыми проводимостями
y и 4y , включенные так, как показано на схеме
3
(рис. 45), не имеют удобной печатной реализации. В связи с этим по-
является необходимость в эквивалентных преобразованиях. Из анализа
табл. П1.1 видно, что при включении идеальных трансформаторов
между разомкнутыми отрезками длинных линий с волновыми проводимостями
y и 3y во входной и 4y и 5y в выходной согласующе-
2
фильтрующих цепях их можно заменить эквивалентными цепями на
связанных отрезках линий передачи, которые могут быть реализованы
в планарном исполнении.
В связи с этим с целью получения удобной практической реализации вводим в схему со стороны входа и выхода идеальные трансформаторы. Коэффициенты трансформации определяются по формулам
, которые могут быть получены из соотношений, приведенных в табл. П1.1, для случая, когда связанные линии передачи симметричны. Тогда коэффициент трансформации по входу определяется по формуле
y
ny .
2
3
9.13
117.4
0.17
При вводе идеального трансформатора по входу изменятся значе-
ния соответствующих элементов цепей:
11
11
Yn
2
22
,
Y
0.71 7.4 38.84RRn
22
0.11 7.4 6.02ZZn,
9.13
2
22
7.4
0.167
.
Аналогично определяем коэффициент трансформации по выходу и
значения элементов для выходной цепи.
Полученная в результате эквивалентных преобразований схема
изображена на рис. 46.
49
Рис. 46. Схема умножителя частоты с введенными идеальными
трансформаторами
Трансформатор и два разомкнутых на конце отрезка линии передачи по входу и выходу заменяем на эквивалентные схемы, содержащие
отрезки симметричных связанных линий передачи (табл. П1.1), волновые сопротивления четного и нечетного возбуждения которых найдем
из следующих формул:
Z
11
oe
Yn
2
1
и
Z
11
1
oo
Yn
2
.
Подставляя соответствующие значения в эти формулы, получаем
для входной цепи:
11
Z
1
oe
0.167 7.4
16.8
и
Z
oo
11
1
0.167 7.4
15.18
.
Аналогично определяем волновые сопротивления четного и нечетного возбуждения для выходной цепи.
Схема умножителя частоты в сосредоточенно-распределенном электрическом элементном базисе после замены соответствующих частей схемы, изображенной на рис. 46, на эквивалентные схемы, содержащие отрезки симметричных связанных линий передач, представлена на рис. 47.
Рис. 47. Схема умножителя частоты с отрезками связанных
линий передачи
50
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]