Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Проектирование умножителей частоты на диодах. Учебно-методическое пособие
.pdf
Тогда для заданного активного сопротивления генератора
f
f
f
R
R
R
R
f
f
f
и найденной среднегеометрической частоты полосового фильтра
50R
Ом
0
=
0
= 0.995 ГГц находим значения реактивных элементов фильтра,
LR
0
представленной на рис. 29, с использованием формул
C
i
C
i
2
1.029С пФ. Значения активных сопротивлений фильтра останутся
2
без изменений:
R
00
:
1.895L
1
= 50 Ом,
r
нГн,
н
13.357С
1
= 36.9 Ом.
пФ,
24.642L
2
i
L
i
;
2
0
нГн,
Проектирование широкополосных
согласующе-фильтрующих цепей
умножителя частоты
В работах [6, 7] исследовано матричное представление диода, работающего в режиме преобразования частоты, и показано, что он ведет
себя как частотно-зависимый импедансный инвертор, согласующий
импедансы на различных частотах. Это позволяет построить очень
простую синтезирующую процедуру, основанную на использовании
фильтров-прототипов нижних частот.
После выбора исходного фильтра-прототипа (рис. 31) с нужным
уровнем
уровнем фильтрации (затухания)
нения полосового преобразования частоты вводим в него со стороны
нагрузки
вертора
пропускания
бочих частот. При этом структура выбранного фильтра-прототипа
должна быть такой, чтобы после ввода инвертора справа от него получилась схема по структуре, аналогичная изображенной на рис. 32, т. е.
содержащая число фильтрующих звеньев, выбранных ранее из условия
нужного подавления на выходе входной гармоники и начинающаяся
затухания
z-матрицу диода с нулевыми
н
L в заданной полосе пропускания и необходимым
a
zz, найденным на центральной частоте полосы
12 21i
ff , где
0 нв
н
L
по рабочим гармоникам и приме-
d
z , 22z и параметром ин-
11
и
– границы заданной полосы ра-
в
31
последовательным контуром. Это позволит в дальнейшем легко учесть
R
R
R
f
f
реактивные составляющие элементов
этом считаем, что
данной полосы частот, a
является частотно-независимым в пределах за-
i
Re z и 22Re z существенно меньше
11
элементы фильтра-прототипа и элементы
w
ваны относительно
и
i
,
0
z и 22z z-матрицы диода. При
11
z-матрицы диода нормиро-
f
вн
.
f
0
. Все
i
Рис. 31. Исходный фильтр-прототип
Рис. 32. Полосовой фильтр с введенным инвертором
С помощью эквивалентных преобразований формируем в нужных
местах схемы элементы, соответствующие
диода и паразитным параметрам корпуса диода
Im z и 22Im z z-матрицы
11
C и кL . В результате
к
получаем окончательный вид синтезированного преобразователя частоты (рис. 33).
зитной емкости корпуса
димостей выходной
C и шY включают в себя не только параметры пара-
ш
C , но и мнимые части шунтирующих прово-
к
ImY и входной вхIm
вых1
Y цепей, найденных на
N
частотах соответственно первой и N-й гармоники.
32
Рис. 33. Синтезированный преобразователь частоты
R
R
Элементы цепи определяются с помощью итерационной процедуры по следующим формулам:
;
11
1/ /
CLmPCW
;
ii i
LXPLWLmP
1 вх 1 к
ii
1/ / Im /
LLXV
1/ 1/ /
CCXV
CLUVLW
33 3
ii i
CLXP zLP
11вх 11 к
ii
LCWNLUV
ii
22вых
ii
1/ (Im )/
CL zNLV
22вых
ii
1/ /
222
/(/ )/()
(/ )/( )
22 к
22 22к
ii
22
22
/( )
RmP
22
2
22
2
/
, если
вых
;
2
, если
;
1/
,
nn
;
;
0X ; (9)
0X
вых
RU V
;
22
где
1ImPzLC ;
1/mRCP ;
11 кш
22 2
1 ш
X
шк вых1
вх
CPRC
ш 1 ш
33
ImCC Y ;
P
1(/( ))
;
2
1(Im )VYzNL
R
N
N
N
N
N
N
R
ш 22 к
YNC
;
шк вх
ImY
;
N
V
1( / )
n
;
2
Y
вых1
UYVR ;
Y
и
вхN
ш
– проводимости выходной и входной согласующе-
222
1/
X
n
вых
YVRY
шш
фильтрующей цепи на входной и выходной частоте (рис. 33);
, , , , ,
CL C L R
1123
iiiin
– нормированные значения элементов
фильтра-прототипа;
, LC – нормированные значения паразитных индуктивности и
кк
емкости корпуса диода;
Im , Imzz – реактивные составляющие элементов 11z и 22z
11 22
z-матрицы диода;
– номер умножения.
С учетом того, что
Y и
вых1
Y зависят от величины значений
вх
элементов выходной и входной синтезируемых цепей, а значения элементов цепей, в свою очередь, зависят от величины
Y
вых1
и
Y
вхN
необходимо применение итерационной процедуры, которая быстро
сходится.
При организации итерационной процедуры начальные значения
Y и
вых1
Y принимаются равными нулю, находятся значения эле-
вх
ментов схемы (см. рис. 33), по формулам (9), вычисляются новые значения
н
Y ,
вых1
н
Y и проверяется критерий выхода из итерационного
вх
процесса. В качестве критерия выхода принимается выполнение следующих неравенств:
,
н
Im Im
YY
вых1 вых1
н
Im
Y
вых1
,
н
Im Im
YY
вх вх
NN
н
Im
Y
вх
N
, (10)
где – заданная точность нахождения решения.
Если критерий выхода из решения не выполняется, значениям
Y и
вых1
Y присваиваются новые
вх
н
Y ,
вых1
н
Y и выполняется следу-
вх
ющая итерация.
В предыдущих рассуждениях
было принято частотно-незави-
i
симым. В действительности же, как следует из формулы (4),
34
2
s
R
R
G
kl
, и поэтому при широких рабочих полосах преобразовате-
RCR
i
ля частоты возникает необходимость в коррекции АЧХ, которая может
быть выполнена изменением элементов синтезируемой цепи [6].
Обеспечение заданных сопротивлений источника
и нагрузки в согласующе-фильтрующих цепях
умножителя частоты
В синтезированном с помощью итерационной процедуры широко-
полосном умножителе частоты внутреннее сопротивление
сопротивление нагрузки
, как правило, отличаются от заданных.
n
В связи с этим возникает необходимость в трансформирующих свойствах широкополосных входной и выходной согласующе-фильтрующих цепях умножителя частоты, что может быть осуществлено введением во входную и выходную цепь идеальных трансформаторов с последующей эквивалентной заменой их на физически реализуемые реактивные элементы
с использованием преобразования Нортона (табл. 4).
Преобразование Нортона
сигнала и
1
Таблица 4
№
п/п
Схема с идеальным
трансформатором
1
2
Эквивалентная схема
35
Формулы
для расчета
элементов
(1 ) / ;
ynz
a
zzn
b
(1)/
ynn z
c
(1 ) / ;
zny
a
yyn
b
(1)/
znn y
c
/;
/;
Здесь z – индуктивный или емкостный элемент синтезируемой ши-
R
R
рокополосной согласующе-фильтрующей цепи.
При использовании преобразования Нортона идеальный трансформатор вводится в согласующе-фильтрующие цепи со стороны генератора и нагрузки с коэффициентами трансформации соответственно
1 Г 1
/nRR
nRR
и
2 н/n
, где
и
Г
– заданные сопротивления
н
генератора и нагрузки. При замене идеального трансформатора с
включенным последовательным или параллельным элементом соответствующей эквивалентной схемой необходимо, чтобы со стороны
возникающего при этом элемента с отрицательным знаком был соответствующий элемент согласующей цепи, позволяющий его скомпенсировать.
Моделирование синтезированного
умножителя частоты
Моделирование синтезированного широкополосного удвоителя частоты осуществляется в профессиональной САПР СВЧ-устройств. При
этом следует учитывать, что, с одной стороны, входная и выходная
цепь работают одновременно на разных частотах, с другой – влияют
друг на друга. Кроме того необходимо еще учесть паразитные пара-
L
C
и
метры
к
Учет работы входной и выходной цепи на разных частотах осуществляется корректировкой значений реактивных элементов у соответствующих цепей таким образом, чтобы моделирование всего
устройства осуществлялось только на входной частоте, но при этом
чтобы выходная цепь работала на удвоенной частоте, т. е. значения
элементов входной и выходной цепи
щих на выходной частоте, удваиваются.
Влияние входной и выходной согласующе-фильтрующих цепей
друг на друга определяется шунтированием входной цепи выходной
цепью при работе ее на входной частоте и шунтированием выходной
цепи входной цепью при работе ее на выходной частоте. Это обусловлено тем, что для упрощения конструкции теплоотвода
электродом подключен к «земле», а ко второму электроду подключены
параллельно входная и выходная цепь.
Учет паразитных параметров
на входной и на выходной частоте. При этом значения паразитных
корпуса диода.
к
умножителя частоты, работаю-
диод одним
L и кC корпуса диода производится
к
36
параметров корпуса диода на выходной частоте удваиваются, так как
моделирование всего устройства производится на входной частоте.
В связи с этим структурная схема умножителя частоты может быть
изображена в виде двух шестиполюсников, работающих соответственно на входной и выходной частоте, связь между которыми осуществляется через диод, представленный в виде четырехполюсника на
рис. 34.
Рис. 34. Структурная схема умножителя частоты
Результирующая s-матрица полученного восьмиполюсника
(рис. 34), являющаяся математической моделью умножителя частоты,
позволяет определить рабочие характеристики синтезированного
умножителя частоты: коэффициент стоячей волны напряжения на
1
входных зажимах (1 –
да на выход (2 – 2
сигнала на выходе (3 – 3
), коэффициент передачи по мощности со вхо-
), коэффициенты подавления мощности входного
) и мощности выходного сигнала на входе
(4 – 4).
При моделировании умножителя в полосе рабочих частот матричная модель диода задается в дискретных частотных точках.
Если в результате моделирования будут получены рабочие характеристики, которые не удовлетворяют техническому заданию, то нужно будет произвести подоптимизацию синтезированного умножителя
частоты.
37
Пример проектирования умножителя частоты
f
f
f
f
j
f
f
s
R
в сосредоточенном электрическом элементном базисе
Синтезировать и осуществить моделирование умножителя частоты
на диоде с накоплением заряда при входной мощности
работающий в полосе рабочих частот
f = 1.14…1.27 ГГц с ко-
нв
эффициентом стоячей волны напряжения по входу
печивающий подавление побочных гармонических составляющих не
хуже
20 дБ. Внутреннее сопротивление генератора и нагрузки со-
ставляет 50 Ом.
В качестве умножительного диода выбираем 2А608А, так как он
имеет хорошие электрические параметры и корпус, удобный для реализации умножителя в гибридно-интегральном исполнении.
Для нахождения оптимального режима диода 2А608А на центральной
частоте
ff = 1.14 1.27 = 1.2 ГГц можно воспользоваться мо-
0 нв
делью идеального диода, так как выбранный диод на частоте
f
пред
имеет достаточно высокую добротность
Q
=
0
Вначале по табл. 2 определяем угол отсечки
ент
GG , соответствующие максимальному уровню пре-
kl
12
0.333
образуемой мощности при удвоении частоты. Тогда
(4) будет иметь вид
t
jje
1 25 10.61
z . (11)
jt
je j
10.61 1 12.5
P = 1.2 Вт,
вх
K ≤ 1.3 и обес-
стU
= 1.2 ГГц
0
60
= 50.
1.2
90
и коэффици-
z-матрица диода
Значения элементов матрицы нормированы к сопротивлению рас-
1
R
текания диода 2А608А
Коэффициент передачи мощности
частотой
= 1.2 ГГц в цепь с частотой
0
на сопротивлении растекания
Ом.
s
K идеального диода из цепи с
p
2
= 2.4 ГГц с учетом потерь
0
определяем через матричные пара-
метры с использованием (5):
K
opt
p
1 10.61 1 1 10.61 1
22
38
= 0.84.
Согласующе-фильтрующую цепь умножителя частоты будем про-
f
f
ектировать как единое целое. В этом случае необходимо определить
число элементов фильтра прототипа низких частот отдельно для входной и выходной цепи умножителя частоты, исходя из требуемого
уровня подавления нежелательных гармоник.
Для определения числа элементов входной цепи, которая не должна пропускать вторую гармонику
, воспользуемся частотным преобра-
зованием (7):
ff
вн
где
W
f
пропускания;
112.41.2
Wf f
с 0
1.27 1.14
0
частота второй гармоники, на которой затухание
1.2
f
f
0
0.11
0.11 1.2 2.4
13.64
,
относительная ширина полосы
должно быть не меньше 20 дБ. Тогда, используя графические зависимости для чебышевских характеристик затухания с величиной пульсаций в полосе пропускания 0.01 дБ (см. рис. 22), определяем, что при
числе реактивных элементов
25 дБ. Таким образом, при числе реактивных элементов
прототип будет иметь затухание
2n
обеспе-
2n
чиваются требуемое затухание и коэффициент стоячей волны напряжения по входу.
Для определения числа элементов выходной цепи, которая не
должна пропускать первую гармонику, используем это же частотное
преобразование:
2
f
f
0
13.64
,
где
111.22.4
2 0.11 2.4 1.2
Wf f
с 0
частота первой гармоники, на которой затухание должно
быть не меньше 20 дБ. Знаком «минус» в данном случае можно пренебречь, так как характеристика для ФНЧ для отрицательных значений
представляет зеркальное отражение характеристики для положи-
с
тельных
. Тогда, используя графические зависимости для чебы-
с
39
шевских характеристик затухания с пульсациями 0.01 дБ (рис. 22),
R
R
f
R
j
R
R
определяем, что необходимое число реактивных элементов также равно двум.
Так как согласующе-фильтрующая цепь умножителя частоты синтезируется как единое целое, то общее число элементов фильтра прототипа нижних частот равно сумме реактивных элементов входной и
выходной цепи, т. е. четырем.
На рис
. 35 показана структура выбранного фильтра-прототипа,
нормированные значения элементов которого определены по табл. 3
для чебышевских характеристик затухания с пульсациями 0.01 дБ.
Рис. 35. Исходный фильтр – прототип
В последующих расчетах принимаем за частоту нормировки
н 0
вертора
те полосы пропускания
1.2 ГГцff , а за сопротивление нормировки
zz = 10.61 Ом, найденный на центральной часто-
12 21i
()
0 нв
ff = 1.2 ГГц. Тогда нормированные
z-матрица диода, паразитные параметры корпуса диода
0.4C пФ и параметр инвертора
к
будут иметь вид:
i
параметр ин-
н
0.5L
к
нГн и
t
0.36L
к
jt
je j
1 0.09 1.18
,
0.032C
к
и 1
jje
0.09 2.36 1
z ;
R
.
i
Применяем полосовое преобразование частоты (7) к схеме, изоб-
раженной на рис. 35, и в полученный полосовой фильтр вводим со стороны нагрузки
чениями
z , 22z и параметром инвертора
11
= 0.91 инвертор (z-матрицу диода с нулевыми зна-
n
zz
= 1). В ре-
12 21i
зультате определяем структуру полосно-пропускающего фильтра с
40
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]