Добавил:
ivanov666
Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз:
Предмет:
Файл:Проектирование умножителей частоты на диодах. Учебно-методическое пособие
.pdf
z
где
нии передачи; tgSj
кая длина закороченных отрезков линии передачи;
aa a
Р yy,
z
–
– волновые сопротивления закороченных отрезков ли-
1
3
– комплексная частота; – электричес-
aa a
oo oe
bb b
yy ,
oo oe
bb b
Р yy ,
oo oe
a
y и
oo
a
y ,
oe
yy ,
oo oe
b
y и
oo
b
y –
oe
волновые проводимости отрезков связанных линий передачи соответственно при нечетном и четном виде возбуждения.
Приравнивая соответствующие элементы матриц
aa
yy
oo oe
2
bb
yy
oo oe
2
11
zz
13
11
zz
23
yy
,
yy
,
aa
oo oe
2
bb
oo oe
2
1
,
z
3
1
,
z
3
находим условия эквивалентности
12
a
y
,
oo
zz
13
1
a
y
oe
,
y
z
1
12
b
,
oo
zz
23
1
b
yz . (1)
oe
2
В качестве примера использования эквивалентных структур преобразуем схему, изображенную на рис. 6, в распределенный электрический элементный базис (рис. 11) с применением частотного преобразования Ричардса [8].
Полученная схема полосового фильтра неудобна для практической
реализации фильтра в планарном исполнении, так как закороченный на
конце отрезок линии передачи с волновым сопротивлением
z норма-
3
лен к поверхности подложки. Для получения планарной реализации
заменим три закороченных на конце отрезка линии передачи с волно-
выми сопротивлениями
, , zz z отрезком связанных линий передачи,
123
закороченных на одном конце, как показано на рис. 10. Тогда значения
волновых проводимостей отрезков связанных линий передачи
y соответственно при нечетном и четном виде возбуждения опреде-
oe
y и
oo
ляются с использованием формул (1), и схема фильтра принимает вид,
представленный на рис. 12.
11
Рис. 11. Полосовой фильтр в распределенном
f
R
электрическом элементном базисе
Рис. 12. Полосовой фильтр с отрезком связанных линий передачи
На рис. 13 и 14 представлены денормированные по частоте
и сопротивлению
= 50 Ом исходная (рис. 11) и преобразованная
Г
= 1 ГГц
0
(рис. 12) схемы полосовых фильтров с заданной полосой пропускания,
а на рис. 15 – их частотные зависимости модулей коэффициента отражения (кривые, отмеченные квадратиками, соответствуют схеме на
отрезках линии передачи, треугольниками – схеме с отрезком связанных линий передачи).
12
Рис. 13. Схема полосового фильтра на отрезках линий передачи (Schematic 7)
Рис. 14. Схема полосового фильтра с отрезком связанных линий передачи
(Schematic 6)
13
Рис. 15. Модули коэффициентов отражения на входе полосовых
фильтров
Следует отметить, что при использовании частотного преобразования Ричардса непосредственно к исходному полосовому фильтру на
сосредоточенных элементах происходит сужение полосы пропускания
по сравнению с полосой пропускания исходного полосового фильтра
(см. рис. 9), в связи с тем, что частотные зависимости сосредоточенных
и распределенных элементов различаются.
Трансформация сопротивления
при частичном включении
в закороченный отрезок линии передачи
При синтезе пассивных и активных устройств очень часто возникают проблемы, связанные с трансформацией сопротивлений, которые
в большинстве случаев могут быть решены с использованием идеального трансформатора сопротивлений с последующей его эквивалентной заменой на физически реализуемые элементы синтезируемой цепи [8]. В ряде случаев в узкополосных цепях трансформацию сопротивлений можно
ченный отрезок линии передачи.
На рис. 16,
передачи, а на рис. 16,
осуществить за счет частичного включения в закоро-
а изображена схема с закороченным отрезком линии
б – генератор частично включен в закороченный
14
отрезок линии передачи. Элементы схем нормированы к волновому
R
R
R
B
RBR
сопротивлению
Z закороченного отрезка линии передачи.
//
R
12
ГГ
а б
Рис. 16. Схемы, содержащие закороченный отрезок линии передачи
Зная нормированные к волновому сопротивлению Z закороченного
отрезка линии передачи сопротивления генераторов
трическую длину
и 2 по следующим формулам:
1
где
закороченного отрезка линии, можно определить
arctg D
, (2)
1
2
4
D
;
A
RR R
Г1 Г2 Г2
BAC
2
A
11
R
Г1
2
tg
arctg( )d
, (3)
2
1
;
2
tg
R
Г1
C
R
Г2
,
Г1
Г2
Г1
;
Г2
1
;
и элек-
RRR
где
d
Г1 Г2 Г1
RD
Г2
/1
tg
1
.
15
В качестве примера использования трансформации сопротивлений
R
R
Z
R
R
за счет частичного включения в закороченный отрезок линии передачи
рассмотрим схему, изображенную на рис. 14.
Полученная после преобразования схема (рис. 14) принципиально
допускает планарную реализацию, но в этом случае еще необходимо
обеспечить отсутствие связи между емкостными шлейфами TL1 и TL3.
Кроме того, полученные значения волновых сопротивлений получились очень
низкими, что затрудняет реализацию на широко распро-
страненных керамических подложках.
В связи с этим выберем сопротивление денормировки заведомо
большим, например 200 Ом, чтобы увеличить волновые сопротивления, а для того чтобы сопротивления генератора и нагрузки остались
неизменными, осуществим их частичное включение в закороченные
отрезки связанных линий передачи. Это позволит одновременно обеспечить отсутствие связи между емкостными шлейфами TL1 и TL3,
развернув их на 90°. Тогда схема, изображенная на рис. 12, преобразу-
и
ется к виду, показанному на рис. 17. Значения
1
определяем по
2
формулам (2) и (3).
Рис. 17. Полосовой фильтр с частичным включением оконечных нагрузок в отрезки связанных линий
передачи
Принимаем
закороченного отрезка линии
= 200 Ом,
Г1
= 50 Ом и электрическую длину
Г2
= 45°. Волновое сопротивлению Z
закороченного отрезка линии передачи принимаем равным волновому
сопротивлению 200 / 8.21
Z
oo
волновому сопротивлению
формулам (2) и (3) определяем
= 24.36 Ом. Тогда нормированные к
(рис. 16)
= 24.409° и
1
16
= 8.21,
Г1
= 20.971°.
2
= 2.052. По
Г2
На рис. 18 показана денормированная на частоту
f
R
противление
= 200 Ом схема полосового фильтра (см. рис. 17), а на
Г
= 1 ГГц и со-
0
рис. 19 – частотные зависимости модулей коэффициента отражения
(кривые, отмеченные квадратиками, соответствуют схеме с частичным
включением генератора и нагрузки в отрезки связанных линий передачи, треугольниками – схеме, изображенной на рис. 14).
Рис. 18. Полосовой фильтр с частичным включением генератора и нагрузки
в отрезки связанных линий передачи (Schematic 8)
В результате преобразований была получена схема полосового
фильтра, позволяющая осуществить реализацию на широко распространенных керамических подложках.
17
Рис. 19. Модули коэффициентов отражения на входе
полосовых фильтров
В табл. П1.1 приведены эквивалентные схемы, содержащие идеальные трансформаторы сопротивлений, позволяющие в ряде случае
получить удобные в практическом отношении реализации.
2. СИНТЕЗ И МОДЕЛИРОВАНИЕ
УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ В СОСРЕДОТОЧЕННОМ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОМ ЭЛЕМЕНТНОМ БАЗИСЕ
При решении задачи ограничимся параллельной схемой включения
диода, так как это позволяет эффективно решить задачу теплоотвода
при конструировании мощных преобразователей частоты с предельной
загрузкой диодов по мощности.
Синтез и моделирование умножителя частоты в сосредоточенном
электрическом элементном базисе включают следующие подэтапы [6, 7]:
– выбор и обоснование умножительного диода;
– определение параметров идеального диода
р–n-перехода в оптимальном режиме;
– определение числа элементов и их значений низкочастотного
фильтра-прототипа, моделирование;
– проектирование согласующе-фильтрующих цепей умножителя
частоты (преобразование низкочастотного фильтра прототипа в поло-
с приоткрыванием
18
совую цепь, ввод в полосовую цепь z-матрицы диода с нулевыми
R
s
R
z
и
раметров корпуса диода
как инвертора сопротивлений с параметром инвертора
22
zz, учет
12 21i
Im z и 22Im z матрицы диода, паразитных па-
11
L и kC , а также взаимного влияния входной
k
z
11
и выходной согласующе-фильтрующих цепей друг на друга);
– обеспечение заданных внутреннего сопротивления источника
сигнала во входной и нагрузки в выходной согласующе-фильтрующих
цепях умножителя частоты;
– моделирование синтезированного умножителя частоты.
Выбор и обоснование умножительного диода
При выборе умножительного диода в первую очередь необходимо
обратить внимание на предельную частоту и максимально допустимую
непрерывную рассеиваемую СВЧ-мощность, которая должна быть
больше заданной с некоторым запасом. Предельная частота диода выбирается исходя из центральной частоты рабочей полосы пропускания,
чтобы добротность диода на заданной частоте не была достаточно низкой
, что влечет за собой высокий уровень потерь, или высокой, так как
это может спровоцировать пробой
ем. Кроме того, корпус диода должен обеспечивать возможность реализации хорошего теплоотвода при использовании его в гибридноинтегральных схемах.
p–n-перехода обратным напряжени-
Определение параметров идеального диода
с приоткрыванием р–n-перехода
в оптимальном режиме
Под оптимальным режимом работы диода будем понимать состояние, когда диод работает в режиме максимальной передачи мощности
от источника сигнала в нагрузку. Z-матрица идеального диода с приоткрыванием
ния
()
Cq, зависящей от заряда q , управляющего переходом, без учета
несовершенного механизма накопления заряда и неидеально ступенчатой характеристики восстановления обратного сопротивления, рабо-
р–n-перехода, нормированная к сопротивлению растека-
, включенном последовательно с нелинейной емкостью диода
19
тающего в таком режиме, может быть определена следующим обра-
j
f
f
зом [6, 7]:
Qk Q
12
jjGe
kk
z
где
– значение угла отсечки; , kl – номера гармоник соответственно
QQl
jGe j
sin 2
21
kl
2
()
jl k t
ll
()
kl t
kl
sin 2
2
, (4)
во входной и выходной согласующе-фильтрующих цепях умножителя
sin( )
lk
G
частоты;
kl
lk
угла отсечки для заданных значений k и l;
диода;
f – предельная частота работы диода;
пред
22
– коэффициент, зависящий от выбранного
f
пред
– добротность
Q
0
– центральная
0
частота рабочего диапазона.
В табл. 2 приведены рассчитанные до десятой гармоники включительно углы отсечек
и коэффициенты klG , соответствующие мак-
симальному уровню преобразуемой мощности.
Таблица 2
Значения углов отсечек
№ п/п k l
и коэффициентов
G
№ п/п k l
kl
G
kl
G
kl
1 1 2 90° 0.333 6 1 7 77.14° 0.02
2 1 3 60° 0.108 7 1 8 67.5° 0.0147
3 1 4 45° 0.047 8 1 9 100° 0.0123
4 1 5 108° 0.04 9 1 10 90°
5 1 6 90° 0.029
0.01
z
Из матрицы (4) следует, что
z
и
kl
представляют собой векторы,
lk
симметрично расположенные относительно мнимой оси, имеющие
одинаковые модули и вращающиеся с частотами
20
lk t
и
Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]