Литература / (тоже супер) физосновы для экз

ченный на выходе усилительного каскада, компенсирует постоянную составляющую коллекторного напряжения и передает с некоторым уменьшением усиленное напряжение с транзистора на выход усилителя.

Коэффициент усиления такого усилительного каскада при R3 R1 и R4 R1

где K0 — коэффициент усиления усилителя без делителя; R4/(R3 + R4) — множитель, учитывающий снижение коэффициента усиления за счет включения делителя R3R4.

Снижение коэффициента усиления незначительно лишь в случае R4 R3, что обеспечивается при высоком напряжении источника питания E2. На практике обычно E2 = (0,5–1)E1; при этом применение делителя R3R4 снижает коэффициент усиления усилителя в 1,5–2 раза.

Использование двух источников питания допускает создание многокаскадных усилителей. Так как входное и выходное напряжения имеют общую точку с нулевым потенциалом, выход первого каскада подключается непосредственно ко входу второго каскада, выход второго каскада — ко входу третьего каскада и т. д. до получения необходимого коэффициента усиления.

4.3.3. Дрейф в УПТ

УПТ имеют специфический недостаток, затрудняющий усиление очень малых постоянных напряжений и токов, — так называемый дрейф нуля, который определяет нижний предел усиливаемых напряжений. Дрейф нуля заключается в том, что с течением времени изменяются токи транзисторов и напряжения между их элементами. При этом нарушается компенсация постоянной составляющей напряжения и на выходе усилителя появляется напряжение в отсутствие входного сигнала. Так как УПТ должен усиливать напряжения вплоть до самых низких частот, всякое изменение постоянных составляющих напряжения Uко, Uбо из-за нестабильности источников питания, старения транзисторов, изменения температуры окружающей

среды и других факторов принципиально не отличается от полезного сигнала.

Дрейф нуля в УПТ легко можно наблюдать в следующем опыте. Вход УПТ замыкают накоротко (uвх = 0), на выходе включают милливольтметр (рис. 4.32).

С течением времени в отсутствие входного сигнала из-за нестабильности напряжений Uко, Uбо и неточной их компенсации появляется выходное напряжение, примерная временная зависимость которого показана на рисунке 4.33.

Выходное напряжение, деленное на коэффициент усиления усилителя, называют напряжением дрейфа, приведенными к входу усилителя:

В дальнейшем под uдр будем понимать напряжение дрейфа, приведенное к входу усилителя.

УПТ может правильно воспроизводить на выходе только те сигналы, которые значительно превышают напряжение дрейфа, т. е.

Поэтому при проектировании чувствительного усилителя приходится принимать меры к снижению дрейфа нуля.

Как видно из рисунка 4.33, выходное напряжение состоит как бы из двух составляющих: монотонно изменяющегося напряжения (показано штриховой линией) и переменной составляющей. Первое называют напряжением медленного дрейфа и обусловлено в основном изменением характеристик транзисторов, второе — напряжением бы-

строго дрейфа и определяется колебаниями напряжений источников питания, температуры окружающей среды и другими внешними условиями, которые существенно изменяются в интервалах времени от нескольких минут до нескольких часов.

В транзисторных усилителях основной причиной дрейфа нуля является температурная нестабильность характеристик. Для борьбы с дрейфом нуля применяют ряд мер:

1)стабилизация напряжений источников питания, температурная стабилизация;

2)использование балансных УПТ, обладающих существенно меньшим дрейфом;

3)преобразование усиливаемого напряжения. Рассмотрим подробно каждую из указанных мер.

УПТ со стабилизацией напряжений источников пита-

ния и температурной стабилизацией. При стабилизации напряжений источников питания с точностью ±0,01% и температурной стабилизации с точностью ±1°С напряжение дрейфа удается сни-

то при измерении напряжения Eк баланс не нарушается и в нагрузочном резисторе Rн ток равен нулю. С другой стороны, при пропорциональном изменении сопротивлений резисторов R1, R2 или R3, R4 баланс моста тоже не нарушается. Заменив резисторы R2 и R3 транзисторами, получим параллельную балансную схему, часто применяемую в УПТ.

В схеме параллельного балансного УПТ (рис. 4.35а) сопротивления резисторов R2 и R3 в коллекторных цепях транзисторов выбирают равными, а режимы обоих тран-

Рис. 4.35

Схемы симметричного (а) и несимметричного (б) параллельного балансного УПТ

зисторов устанавливают одинаковыми. Часто в таких УПТ применяют подобранные пары транзисторов со строго идентичными характеристиками.

На стабильность электрических режимов существенное влияние оказывает сопротивление резистора R1, стабилизирующее общий ток транзисторов (рис. 4.35а, б). Для увеличения этого сопротивления повышают напряжение источника питания E2 до величины E2 ≈ E1, в интегральных микросхемах вместо резистора R1 часто используют стабилизатор постоянного тока на двух транзисторах.

Переменный резистор Rп (рис. 4.35а) служит для балансировки каскада или, как говорят, для установки нуля. Это необходимо в связи с тем, что не удается подобрать абсолютно идентичных транзисторов и резисторов R2, R3. При изменении положения движка потенциометра Rп изменяются сопротивления резисторов, включенных в коллекторные цепи транзисторов и, следовательно, потенциалы коллекторов. Перемещением движка потенциометра Rп добиваются нулевого тока в нагрузочном резисторе в отсутствие входного сигнала.

При изменении величины ЭДС коллекторного источника питания E1 или источника смещения E2 изменяются токи обоих транзисторов и потенциалы их коллекторов. Если транзисторы идентичны и сопротивления резисторов R2, R3 в точности равны, то тока в нагрузочном резисторе за счет изменения E1 и E2 не будет. Если транзисто-

ры не абсолютно идентичны, то в нагрузочном резисторе появится ток, однако он будет значительно меньше, чем в небалансной схеме.

Аналогично, изменения характеристик транзисторов вследствие изменения температуры окружающей среды практически не будет вызывать появления тока в нагрузочном резисторе.

В то же время при подаче входного сигнала в базовую цепь транзистора T1 изменятся его коллекторный ток и напряжение, что вызовет появление напряжения на нагрузочном резисторе.

При тщательном подборе транзисторов и резисторов, при стабилизации напряжений источников питания

сточностью ±0,1% напряжение дрейфа удается снизить до 1–20 мкВ/°C, т. е. при работе в диапазоне температур –50...+50°С дрейф составит 0,1–2 мВ, что в сравнение

снебалансной схемой в 20–100 раз меньше.

Выражение для коэффициента усиления параллельного балансного каскада такое же, как и для обычного однокаскадного усилителя с общим эмиттером:

так как напряжение обратной связи на резисторе R1 можно пренебречь. Это напряжение одновременно воздействует на эмиттеры транзисторов T1 и T2, вызывая уменьшение выходного сигнала на транзисторе T1 и появление сигнала такой же величины на транзисторе T2. Таким образом, результирующее напряжение на выходе усилителя остается неизменным. Нетрудно видеть, что выходное напряжение uвых УПТ синфазно входному напряжению uвх1 (неинвертирующий вход) и противофазно входному напряжению uвх2 (инвертирующий вход). Следовательно, можно записать

т. е. вдвое больше, чем у небалансного каскада с общим эмиттером.

На рисунке 4.35б приведена схема несимметричного балансного усилителя, в котором нагрузочный резистор включен только в коллекторную цепь транзистора T2. Такой усилительный каскад обладает несколько бо´льшим дрейфом и применяется лишь в тех случаях, когда необходимо получить выходное напряжение относительно общего зажима. Для компенсации постоянной составляющей коллекторного напряжения в этом усилителе применен делитель R3R4.

Аналогичные схемы балансных УПТ могут быть выполнены на полевых транзисторах, а также на основе эмиттерных, катодных и истоковых повторителей.

Последовательное (каскадное) соединение балансных УПТ можно осуществлять теми же методами, что и небалансных каскадов, рассмотренных ранее.

УПТ с преобразованием усиливаемого напряжения.

Структурная схема такого усилителя приведена на рисунке 4.36.

В модуляторе M медленно изменяющееся входное напряжение uвх преобразуется в переменное напряжение u1 частотой 50 Гц — 100 КГц, которое усиливается усилителем переменного напряжения (УПН).

Напряжение u2 с выхода усилителя подается на демодулятор Д, который преобразует его в напряжение uвых, совпадающее по форме с напряжением uвх. Поскольку усилитель переменного напряжения не имеет дрейфа,

Рис. 4.36

Структурная схема УПТ с преобразованием напряжения

дрейф усилителя с преобразованием определяется только дрейфом модулятора. Дрейфом демодулятора можно пренебречь, так как на его вход подается сравнительно большое напряжение, порядка нескольких вольт.

Модулятор предназначен для преобразования медленно изменяющегося входного напряжения в переменное напряжение, причем его амплитуда пропорциональна величине входного напряжения, а фаза изменяется при изменении знака входного напряжения.

Наиболее распространенными из модуляторов являются:

1)модулятор с магнитным усилителем;

2)модулятор с вибропреобразователем;

3)модулятор на транзисторах.

Модулятор с магнитным усилителем представляет собой балансный магнитный усилитель, в обмотку управления которого подается напряжение uвх, а на выходной обмотке получается усиленное переменное напряжение. Преимуществом этого модулятора является высокий коэффициент усиления (100–1000), однако магнитный усилитель обладает довольно большим дрейфом (5–50 мкВ/ч). Входное сопротивление модуляторов с магнитным усилителем не превышает нескольких тысяч ом.

Модулятор с вибропреобразователем представляет собой маломощный электромагнитный контактор, периодически (с частотой тока, питающего катушку электромагнита) подключающий входное напряжение к первичной обмотке трансформатора. При этом во вторичной обмотке трансформатора возникает переменное напряжение. Обычно применяют повышающий трансформатор с коэффициентом трансформации до 10, поэтому амплитуда напряжения u1 в несколько раз больше входного напряжения uвх. Преимущество вибропреобразователя — небольшой дрейф, который определяется в основном термоЭДС контактной пары и может быть снижен до 0,1–1 мкВ/ч (1–5 мкВ/сут). Входное сопротивление модулятора с вибропреобразователем равно 1–10 КОм.

Рассмотренные модуляторы часто используют в усилителях автоматических мостов и потенциометров, а также в других устройствах автоматического контроля тепловых величин.

На рисунке 4.37 приведены частотные характеристики УПТ с преобразованием (кривая 1) и без преобразования (кривая 2) напряжения.

Для расширения усиливаемых частот применяют модуляторы с высокой частотой опорного напряжения или (чаще) комбинированные усилители.

Структурная схема комбинированного усилителя приведена на рисунке 4.38. Здесь входной сигнал uвх подается на два усилителя: УПТ с преобразованием и без преобразования напряжения. Напряжения с выходов усилителей uвых1 и uвых2 подаются на суммирующий усилитель СУ, например несимметричный балансный каскад, в этом случае выходное напряжение uвых = uвых1 + uвых2.

Комбинированный усилитель имеет дрейф на уровне УПТ с преобразованием напряжения, а частотную

Рис. 4.37

Частотные характеристики УПТ с преобразованием и без преобразования напряжения

Рис. 4.38

Структурная схема комбинированного усилителя

характеристику — не хуже, чем усилитель без преобразования напряжения. Некоторая неравномерность частотной характеристики в области средних частот легко выравнивается посредством отрицательной обратной связи.

4.4. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

ИУСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Врассмотренных ранее типах усилителей обычно стремятся получить, возможно, более широкую полосу пропу-

скания, такую, чтобы нижняя и верхняя граничные частоты находились в соотношении fн fв. Для усилителей

срезистивно-емкостной связью отношение частот может

достигать fв/fн = 105–107, а для УПТ оно не имеет смысла, так как fн = 0.

Эти усилители широко применяют в промышленной электронике, когда нужно усиливать напряжения или токи, имеющие гармонические составляющие в широком диапазоне частот. Однако на практике часто требуется избирательное усиление. При этом «полезный» сигнал выделяют из ряда входных сигналов, ослабляя остальные сигналы — сигналы «помехи».

Выделение «полезного» сигнала происходит во всех многоканальных системах связи, в том числе при приеме радиотелевизионных программ, во многих системах автоматического контроля и управления. Избирательное усиление осуществляют специальными избирательными,

узкополосными усилителями, у которых отношение частот fв/fн = 1,001–1,1.

Резкая зависимость коэффициента усиления избирательного усилителя от частоты достигается, как правило, включением частотных фильтров в цепь усилителя или в цепь обратной связи.

Структурные схемы избирательных усилителей показаны на рисунке 4.39. В качестве усилителя в них используют любой широкополосный усилитель (УПТ или усилитель с резистивно-емкостной связью). Частотнозависимый четырехполюсник и полосовой фильтр мож-

Рис. 4.39

Структурные схемы избирательных усилителей

но включать в цепь обратной связи (рис. 4.39а). Такой фильтр обычно представляет собой цепь, состоящую только из резисторов и конденсаторов — RC-цепь. При каскадном включении (рис. 4.39б) применяют фильтры на реактивных элементах: дросселях L и конденсаторах C, так называемые LC-фильтры. Простейшим из них является обычный резонансный контур.

4.4.1.Избирательные усилители с RC-фильтрами в цепи обратной связи

В качестве RC-фильтров в избирательных усилителях служат различные RC-цепи, у которых коэффициент передачи β снижается до величины β ≈ 0 в интервале частот от fн до fв. Широкое применение в таких усилителях нашел двойной Т-образный мост, схема которого приведена на рисунке 4.40а.

Можно показать, что коэффициент передачи двойного Т-образного моста β = Uос /Uвых резко зависит от частоты. На очень низких частотах ω → 0 и β → 1, так как сопротивления конденсаторов становятся очень большими и все напряжение Uвых через «верхний» одинарный Т-образный мост (R, 2C, R) передается на вход усилителя в виде напряжения обратной связи Uос. На очень высоких частотах ω → ∞ и β → 1 вследствие того, что сопротивления конденсаторов становятся небольшими и все выходное напряжение через

Рис. 4.40

Схема (а) и частотная характеристика (б) двойного Т-образного моста