книги / СВЧ-энергетика. Генерирование. Передача. Выпрямление

в этом случае щели связи расположены поперек волново­

дов, при падающей волне 7ТЙ могут возбуждаться только волны типа ТЕО и ТМО.

Эта комбинация волн в виде (ЬЕ)1п [9, 11] имеет по­ перечное электрическое поле, параллельное полю па­

дающей волны ТЕЦ. В последнее время были разработа­ ны 3-децибельные шлейфные ответвители с шестью шлей­ фами [461 на «узких» волноводах увеличенного сечения со сторонами а = 20,3 см и Ь = 3,4 см. В этих ответвителях непостоянство коэффициента деления мощности не пре­ вышает ±0,2 дб в полосе частот 19% при средней частоте 3,35 Ггц. При использовании волноводов квадратного сечения (Ь ^ а) для подавления волны (ЬЕ)п могут по­ требоваться слишком большие длины участков связи. В этом случае высоты поперечного сечения шлейфов мо­ гут стать слишком малыми вследствие большого числа шлейфов.

Широкополосная связь может быть получена также между двумя прямоугольными волноводами увеличенного сечения, имеющими общую боковую стенку. На фиг. 8 показана типичная диаграмма связи для случая N щелей в зависимости от частотного параметра а/Х, где а — шири­ на волновода, а А, — длина волны в свободном простран­

стве. Для волны ТЕЙ связь может осуществляться только по продольному магнитному полю Нг. Для малых значе­ ний а/Х пригодно выражение (35), и из него следует, что

степень связи (на одну щель), к\ои пропорциональна Х10,

Таким образом, к\ы = КХ10, где К — постоянный коэф­ фициент. Суммарная связь с N идентичными щелями приб“

лизительно выражается в виде з т (А^/г|о?) [17]. Эю приво­ дит к резким колебаниям величин связи для малых значе­ ний а/Х, как показано на фиг. 8. Для больших величин

а/Х уменьшается значение Ык\оь и связь сглаживается. Когда ]\1к{о? становится равной я/4, суммарная связь

составляет —3 дб. Если бы связь на щель к\о* была про­ порциональна Х10 для бесконечно больших величин а/Хт

то суммарная связь $1п (N6101) приближалась бы к N1СХ10. Однако когда размеры щелей становятся срав­ нимыми с Х/2, проявляются резонансные эффекты, и в этом

случае связь отличается от N1( \ 0 и в конечном счете увеличивается с увеличением частоты, как показано на фиг. 8. В результате может быть получена довольно ши­ рокая полоса, в которой связь почти не зависит от ча­ стоты.

Ф и г. 8. Типичная зависимость величины общей связи от частоты для многощелевых ответвителей с общей боковой стенкой.

Другая характерная особенность связана с эффектом «решетки» [47—49], который возникает при критической частоте /кр> когда расстояние между соседними щелями й равно приблизительно Хю/21). В этом случае — длина

1) Фактически эффект «решетки» имеет место для углов падения 0О[41]. определяемых выражением $1П0Л= (А/^ — 1), и соответ­ ствует появлению первой отраженной волны порядка г = —1 прн угле 0_! = —90° Это происходит на частотах, несколько меньших, чем частота /кр, соответствующая А1П= 2д. На частоте /кр отра­ женные волны для г = 0 и г = —1 имеют равные амплитуды, но противоположные углы, что приводит к существованию стоячей

волны вдоль оси волновода для волны четного типа ТЕЯ- В этом случае возникают большие отражения.

волны рассматриваемого четного типа в каждом из свя­ занных волноводов, которая соответствует волне типа

ТЕй в невозмущенных волноводах. На частоте /1ф1 как показано на фиг. 8, на склоне характеристик связи наблю­ дается острый излом. В волноводах увеличенного сече­ ния Х10, по данному выше определению, лишь ненамного превышает Я.

Гладкие характеристики связи (неравномерность

± 0,2 дб в полосе 15%) были получены экспериментально на многощелевых ответвителях на базе связанных по узкой стенке прямоугольных волноводов увеличенного сечения с переходным ослаблением в пределах от 3 до 22,5 дб [22]. Эти ответвители при частотах, меньших ^ 0,95 /кр, характеризуются малыми отражениями, высо­ кой направленностью и низкими величинами потерь.

3. Расчет амплитуд волн паразитного типа. Задачу нахождения амплитуд паразитных типов волн в выход­ ном сечении миогощелевого ответвителя можно упростить, если ограничиться рассмотрением типов волн, распрост­ раняющихся в обоих волноводах, для случая весьма сла­ бой связи. Будем называть рассматриваемые типы волн четными или нечетными в зависимости от симметрии по­ перечных полей по отношению к плоскости стенки связи [31, 41, 42, 50]. При идентичных волноводах возбуждение одного из волноводов приводит к одинаковому возбужде­ нию четных и нечетных типов волн.

Если общая стенка бесконечно тонкая, нечетные типы не оказывают вредного влияния при наличии щелей свя­ зи конечной ширины. В этом случае нечетные типы обра­ зуют несвязанный ряд (что обусловлено принятым допу­ щением о слабой связи), и нечетная составляющая волны

ТЕхо при прохождении через ответвитель не возбуждает нежелательные типы, ни четные, ни нечетные. Четные типы, с другой стороны, связаны посредством щелей свя­ зи между собой, но не связаны с нечетными типами. Чет­

ная составляющая волны ТЕЙ при прохождении через ответвитель претерпевает связь со всеми четными паразит­ ными типами. Поскольку в случае бесконечно тонких сте­ нок возбуждаются только волны нежелательных четных типов, можно показать, что паразитные типы волн в вы-

ходном сечении ответвителя должны иметь одинаковые амплитуды и фазы.

Для амплитуд нежелательных типов волн на выход­ ном участке ответвителя можно получить относительно простые выражения при использовании приближения «слабой» связи. В этом приближении предполагается, что суммарная мощность, связанная с нежелательными типа­ ми волн, мала. Для малой связи можно также прене­ бречь изменениями величин постоянных распространения четных типов волн, порождаемых щелями [17, 311. В этом случае амплитуды нежелательных типов Л/,ш(7.) для обоих выходных сечений (основного и ответвленно­ го каналов в положительном направлении) запишутся в виде

А1,пЩ = ехр(—фтпЦ ^ к'™2(г)ехр[—/ (р10—Р„,„)г], (39)

г= 0

аамплитуда четного паразитного типа Л *п(0) для обоих сечений в обратном направлении выразится в виде

Выражения (39) и (40) представляют сумму всех пара­ зитных четных типов волн, учитывающую «вклад» каждой из N щелей связи, удаленных одна от другой на рас­ стояние й. Продольная координата г принимает только дискретные значения, получаемые умножением й на це­ лое число. Ь = (Л^ — 1)с1 — длина участка связи ответ­ вителя и РШ — постоянная распространения соответст­ вующего типа волны, равная 2я/1тп.

Для ответвителей, связанных через боковую стенку волновода, можно пользоваться выражением (37) для того, чтобы определить соотношение между коэффициен­

том связи с нежелательным типом к1т(г) и коэффициен­

том связи с рабочим типом 6101(2). Уравнения, подобные (37), можно получить для ответвителей со связью по ши­ рокой стенке. Таким образом, можно рассчитать ампли­ туды волн нежелательных типов, если известны коэффи­ циенты связи для рабочего типа волны.

В работе [17] была найдена нормализованная перемен­ ная величина

где знаки плюс и минус относятся соответственно к вол­ нам, распространяющимся в обратном и прямом направ­ лениях. Подставляя выражения (37) и (41) в (39), полу­ чим уравнение для ответвителя, связанного через боко­ вую стенку:

Л и 1 ) = т ( - ^ _ ) 1,2е хр (-/Р ИоО X

рабочего типа ТЕй [171 можно показать, что левая часть уравнения (43), взятая в степени (—1), есть не что иное, как чистота рабочего типа в выходном сечении ответви­ теля. Рассмотрение правой части показывает, что чистота волны рабочего типа сравнительно слабо изменяется в за­ висимости от N0, даже для величин N0 порядка я/4 (3-децибельный ответвитель).

Выражение (43) показывает, что амплитуда нежела­ тельного типа равна нулю, когда 0/я — целое число и^и Ь = (Ы — 1)^ равно целому числу разностных длин волн Хр. Максимальное «загрязнение» паразитными типами наблюдается, когда 0/я примерно равно (т + 1/2), где т — целое число. Нежелательные типы волн, распростра­ няющиеся в положительном направлении, обычно соответ­ ствуют величинам 0/я порядка 1 [минус в выражении (41)]. В этом случае чистота типа примерно пропорциональна 0/я, так как зш 0/(Ы — 1) в знаменателе выражения (43)

для больших N может быть представлен как 0/(АГ — 1). Таким образом, чистота типа волны медленно растет с увеличением 0/л, если используется однородное рас­ пределение щелей связи. В этом случае нужно делать очень длинные ответвители, чтобы получить требуемую чистоту рабочего типа волны в широкой полосе частот. Использование ответвителей со специальным программи­ рованием щелей [22, 31] может обеспечить высокую чистоту типа с уменьшенной длиной участка связи по общей стенке. На ответвителе, где распределение связи было выполнено по закону з т 2 яг//,, удалось получить чистоту рабочего типа волны более 26 дб при 0/я >■ 2,0.

Выражение (43) показывает, что чистота типа волны является периодической функцией (0/я) с периодом, рав­ ным ^N — 1). Это верно и для любого программирован­ ного ответвления, если расстояние между щелями д. постоянно. Для амплитуды обратной волны были полу­ чены очень большие величины, когда 0/я было равно N — 1. Такое явление происходило в результате синфаз­ ного суммирования составляющих обратной волны от всех щелей. Этого можно избежать для всех обратных волн, если расстояние с1сделать меньше Х10/2. Расстояние й может быть, однако, весьма близко к Я10/2, но в этом случае длина участка связи I* должна быть сделана доста­ точно большой (см. приведенное выше обсуждение мето­ дов получения гладкой связи).

Г. Квазиоптические ответвители. На фиг. 9 показан гибридный 3-децибельный квазиоптический ответвитель, у которого потери преобразования типов [выражения (32)—(34)] приблизительно такие же, как и у квазиоптического изгиба (0 = 90°), показанного на фиг. 6. Квазиоп­ тический ответвитель, следовательно, весьма перспективен в волноводных системах увеличенного сечения, исполь­ зуемых для передачи сверхвысокой мощности. Для этого типа ответвителя может быть получена любая степень связи) и, по-видимому, с почти одинаковой чистотой ра­ бочего типа волны) при изменении коэффициента пере­ ходного ослабления. Один из типов стенок связи, кото­ рый использовался в маломощных миллиметровых вол­ новодах [51, 52], содержит одну или более диэлектриче­ ских вставок. Для высокой средней мощности, однако,

всех типов волн, кроме семейства воли типов ТЕ<Ц. Волны

ТЕ$п не поглощаются, потому что у них нет продольных токов. При высоком уровне мощности целесообразнее применять круглый волновод, собранный из множества отдельных колец [3], а не спиральный.

Селективные поглотители могут быть выполнены и на базе прямоугольных волноводов [22]. Поглотитель волны

ТЕ$о представляет собой многощелевой направленный ответвитель со связью по узкой стенке, состоящий из основного волновода с шириной а и расположенных симметрично с каждой боковой стороны волноводов с ши­

риной а/3. Волна ТЕы в основном волноводе превращает­ ся в волну ТЕы в боковых волноводах, что обусловли­

вает сильную связь с волной ТЕы основного волновода. В 3-сантиметровом диапазоне данная конструкция позво­ лила обеспечить добавочные потери на паразитной волне

ТЕ$ примерно 6 дб при дополнительных потерях на ос­ новном типе ТЕЯ, составляющих 0,03 дб. Можно достичь

именьших потерь на волне ТЕЦ при улучшении техно­ логии изготовления, например при электрополировке.

Конструирование селективных поглотителей для ТЕЦ

иТМЦг типов волн представляет особую проблему, по­

скольку эти типы являются вырожденными и могут обра­ зовывать комбинации в виде ЕМ и ЕЕ типов волн [9, 11].

Типы ЕМ, подобно рабочему типу ТЕ^, имеют нулевые продольные токи в боковых стенках и, следовательно, не могут поглощаться селективно при узких поперечных щелях на этих стенках. Только типы ЕЕ, имеющие элек­ трическое поле, нормальное к боковым стенкам, могут поглощаться такими щелями. Более того, щели не связывают между собой типы ЕЕ и ЕМ. По этой при­ чине нужно использовать определенные средства для обеспечения связи между типами ЕМ и ЕЕ. Этого можно достичь, изменяя форму сечения волновода таким обра­ зом, чтобы постоянные распространения волн ТЕЦг и ТМ$Пстали бы различными; при этом снимается вырож­ дение между ними. В работе [54] показан оптимальный для этой цели волновод, имеющий слегка искривленную верхнюю и нижнюю стенки.

Этот волновод оптимальной формы может быть аппрок­ симирован шестиугольным волноводом. Показано также [22], что если отражения паразитных типов волн имеют место от концов стандартного волновода и волновода уве­ личенного сечения (в переходе), то такие переходы обе­ спечивают оптимальную связь между типами ЬМ и Е Е . В этом случае подавление обоих типов может быть до­ стигнуто применением поперечных щелей в боковых стен­ ках прямоугольных волноводов.

Для связи между волнами ТЕЙ в стандартном прямо­

угольном волноводе с ТЕ® в круглом волноводе возмож­ ны некоторые специальные конфигурации переходов [55,

56]. Был предложен также [22] переход от волны ГЕЙ в прямоугольном волноводе увеличенного сечения к вол­

не ТЕ8 в круглом волноводе. При использовании пары таких переходов можно получить вращающееся соедине­ ние для прямоугольной волноводной системы. В этом случае подвижное соединение размещается в секции круг­

лого волновода, работающего на волне ТЕоь поскольку у волны этого типа нет продольных токов.

Переключатель на разряднике для прямоугольных волноводов увеличенного сечения был предложен в ра­ боте [57]. Он сделан по образцу переключателя в стан­ дартных волноводах [58], который содержит один разряд­ ный промежуток. Переключатель в волноводе увеличен­ ного сечения использует симметричное размещение восьми разрядных промежутков, что сводит к минимуму возмож­ ность возбуждения паразитных типов волн. Возможность осуществления антенных переключателей для волноводов увеличенного сечения также была продемонстрирована; в настоящее время они находятся в стадии разработок [46]..VI

IV. Заключение

Выше были рассмотрены причины затухания в волно­ воде вследствие конечной проводимости стенок, преобра­ зования типов волн, а также факторы, влияющие на мак­ симальную и среднюю допустимые мощности. Потери можно уменьшить на несколько порядков, а максимальную и среднюю допустимые мощности можно увеличить на по-

рядок при использовании волноводов увеличенного се­ чения. Эти преимущества, однако, можно реализовать только при условии контроля над нежелательными типа­ ми волн за счет тщательного конструирования элементов с целью уменьшения эффектов преобразования типов волн, а также за счет использования селективных погло­ тителей для подавления резонансов паразитных типов волн.

Были описаны два класса элементов. Первый класс имеет умеренно увеличенные размеры поперечного се­ чения (1,5—2,5)Х и может передавать мощность на поря­ док больше, чем в стандартных элементах волноводных трактов.

Элементы второго класса конструируются по квазиоптнческим принципам и поэтому пригодны только для весьма больших размеров поперечного сечения (10 X или более). Эти элементы могут передавать мощности, на несколько порядков превышающие мощности в элементах стандартных волноводов. Элементы обоих классов можно выполнять с низкими потерями преобразования (0,011 дб и менее), что соответствует уровню амплитуд паразитных типов волн, меньшему чем —26 дб.

Об о з н а ч е н и я

А— нормализованное поглощение [уравнение (1)1;

А— поглощение нежелательных типов волн, дб\ Атп% Ат — нормализованные амплитуды;

а — радиус круглого волновода;