книги / СВЧ-энергетика. Генерирование. Передача. Выпрямление

Размеры плавных переходов (п = З)1)

Продолжение табл. 5

12,93 Ггц. Измеренные величины коэффициентов преоб­ разования для устройств с п = 3 [311 были менее —35 дб в диапазоне от 7 до 10 Ггц. В этом эксперименте уровень

— 35 дб был нижним пределом, который еще можно было точно измерить; истинная величина коэффициента преоб­ разования типов, вероятно, была еще ниже.

Результаты, полученные на плавных переходах тео­ ретически ( < —35 дб),были сопоставлены с эксперимен­ тальными данными, полученными на метровом прямоли­ нейном переходе, имеющем те же размеры поперечных

сечений на входе и выходе, для того же частотного диапа­ зона.

Отражение от этих переходов мало и к. с. в. н. обычно меньше 1,04 при условии, что стандартный волновод ра­ ботает выше отсечки, наблюдаемой при а^Х = 0,5. Боль­ шие отражения могут наблюдаться от узкого конца пере­

вода можно представить в виде системы п однородных связанных передающих линий, причем п — число рас­ пространяющихся типов волн. Связь между нормали­ зованными амплитудами волн Лп, распространяющимися в положительном направлении, выражается уравнениями связанных линий

ЯА

Отраженными волнами можно пренебречь, поскольку они «не в фазе» в изгибе приемлемой длины. В выражении (28) Ря — постоянная распространения л-го связанного типа волны и стп — амплитудный коэффициент связи на единицу длины между волнами типов пг и п. Длина изги­ ба г измеряется по средней линии изгиба.

Относительно простые решения (28) получены в ра­ боте [3] для постоянной кривизны изгибов круглого вол­

новода на волне ТЕ^\ при рассмотрении только типа ТЕ§ и вырожденного паразитного типа ТМ$ (Рг = р2).

Из этих двухвидовых решений следует, что вся мощ­ ность периодически передается от одного типа к другому вдоль изгиба и что нулевая величина энергии на типе ТМ§ может оказаться в выходном сечении изгиба волно-

вода при определенных дискретных углах изгиба, кото­ рые можно вычислить по соотношению

связи (на единицу длины) между волнами ТЕ$ и ТМ$. В изгибах с такими дискретными углами добавочные

потери преобразования для типов ТЕ$ и ТМР выража­

и (30), которые получены из двухвидового решения (28), не зависят от Р. Однако следует отметить, что мощность также периодически переходит к невырожденным пара­ зитным типам волн, а именно к Т Е О и Т Е О у Таким обра­ зом, выражение (30), определяющее общие потери преоб­ разования, справедливо только для больших величин Я/а; в этом случае мощностью невырожденных типов можно пренебречь. Минимальная величина К/а может быть оценена при подсчете максимальной мощности РЛ, связанной с я-м паразитным типом волны, на единицу па­

а индексы 1 и п относятся соответственно к рабочему типу Т Е $ и любому из нежелательных типов Т Е О п или Т М О п.

Например, в волноводном изгибе, работающем намного

дах, работающих на волне ТЕру при использовании так­

же средств, предотвращающих вырождение между ТЕЯ и ТМО. Этого можно достигнуть, применяя эллиптические или гофрированные круглые волноводы [3] или круглые волноводы, заполненные диэлектриком [321. Показано

также, что волна ТЕЯ\ может быть сделана основной в круглом волноводе при правильном выборе поверхност­ ного реактивного сопротивления [33, 34]. При уменьше­

нии вырождения Те Я> ТМ§ в изгибах с любыми углами могут быть получены низкие потери при использовании достаточно больших величии /?/а, что приведет к большой величине Рл для всех типов воли.

Размеры изгибов, имеющих низкие потери преобразо­ вания, также определены и для прямоугольных волново­

дов, работающих на волне ТЕй [20, 35]. В этом случае можно делать более компактные изгибы, поскольку вол­

на ГЯЙ не имеет вырождения. Например, можно конст­ руировать компактный изгиб в Я-плоскости с постоян­ ной кривизной, имеющий Я/а = 1,48, где К — средний радиус изгиба и а — ширина волновода. Измеренные ве­

личины мощности на паразитных типах ТЕ$, ТЕ3 и 77:3 на выходе изгиба были на 20 дб ниже по отношению

в полосе примерно 5% при частотах, характеризующихся а/к = 1,4-ч-2,0. При использовании изгибов с перемен­ ным радиусом кривизны можно добиться уровня паразит­ ной мощности —30 дб в более широкой полосе.

2. Квазиоппшческие изгибы. На фиг. 6 показан изгиб, использующий квазиоптические принципы. Сравнитель­ но низкие потери преобразования в таких изгибах можно получить при условии, что размеры поперечного сечения волновода велики по сравнению с длиной волны. Такой изгиб полезен для волноводных систем с сильно увеличен­ ным поперечным сечением. Основное преимущество квазиоптического изгиба заключается в его компактности и широкой полосе пропускания в сравнении с плавными изгибами, обсуждавшимися выше.

Для квазиоптических изгибов прямоугольных волно­ водов, работающих на волне 77: й, и круглых волноводов,

работающих на волне ТЕо\> были выведены приближен­ ные формулы для определения потерь преобразования типов волн. Суммарные потери преобразования для вол­

ны типа ГЕЙ в квазиоптическом изгибе пр моугольного

волновода в Е-плоскости с высотой Ь (Т = Ь на фиг. 6) согласно [36] могут быть определены как

в Е-плоскости, чем в Я-плоскости, и что потери преобра­ зования имеют наименьшие значения для изгиба с углом

Следовательно, для того, чтобы применять результаты расчета квазиоптического изгиба, пролет изгиба Г з т 0

должен на порядок превосходить X. Для больших вели­ чин р. (для длинных волн) измеренные значения потерь преобразования оказываются ниже расчетных.

В. Многощелевые направленные ответвители. Конст­ рукция многощелевых направленных ответвителей для стандартных волноводов обсуждалась многими авторами [38, 39—421, ниже будут рассмотрены только ответвите­ ли для волноводов увеличенного сечения, предназначен­ ных для передачи высокой мощности. При конструиро­ вании ответвителей необходимо решить две основные задачи:

1) получение нужной степени связи с рабочим типом волны на единицу длины ответвителя и

2) обеспечение низких амплитуд паразитных типов волн в выходном сечении.

Ответвителям на волноводах большого сечения свойст­ венна низкая степень связи с волной рабочего типа вслед­ ствие относительно низких значений электрического и магнитного полей вблизи стенок волновода на рабочем типе волны. Подавление нежелательных типов волн в многощелевых ответвителях достигается путем выбора длины связи 7,, которая должна быть большой по срав­ нению с разностью Хр между длиной волны рабочего и не­ желательного типов [171. В этом случае подавление неже­ лательных типов воли тем больше, чем больше отношение Ь/Х?. Однако при работе намного выше отсечки в волно­ воде значения Хр для нежелательных типов низших по­ рядков становятся очень большими и, следовательно, для подавления их нужны большие величины Ь.

Для простоты ограничимся рассмотрением ответви­

телей на прямоугольном волноводе с волной ТЕ& Многие методы расчетов, однако, пригодны и для ответвителей

на круглом волноводе, работающем как на волне ТЕ$,

так и на волне типа 7Т $.

1. Связь через узкие щели. Для расчета связи через одиночные щели, размеры которых малы в сравнении с половиной длины волны А,/2, можно применить концеп­ цию поляризуемости отверстий [43, 441. Величины поляри­ зуемостей были определены для отверстий различной фор­ мы [44, 45]. Для примера рассмотрим случай связи между

двумя прямоугольными волноводами посредством одно­ родной решетки, образованной металлическими полосками в общей стенке волноводов, как показано на фиг. 7. Вол­ новоды имеют одинаковую высоту Ь и ширину соответст­ венно ах и а2Щели решетки имеют ширину до, длину Ъ и удалены одна от другой на расстояние й\ перемычки

решетки имеют ширину 5. Амплитудный коэффициент

Ф и г. 7. М н огощ слевсш о тветви тел ь с общ ей боковой стен к ой .

связи (в расчете на одну щель) ктб\ между волной Те Вв

в первом волноводе и волной ТЕ$ во втором волноводе не зависит от Ь и может быть представлен в виде [2, 31,44]^

В выражении (35) \ л0 и Хр0 — длины волн типов ТЕшо

и ТЕ$- Предполагается, что эти типы не ограничены от­ сечкой. Т — поправочный коэффициент. для конечной толщины стенки ^ [44]

Выражение (35) можно использовать только для сла­ бой степени связи (з/й сильно отличается от нуля) и для

2) М ощ н о сть, с в я з а н н а я с типом р и о тн есен н ая к единице падаю ­ щ ей м ощ н ости волн ы ти п а ш, с о с т а в л я е т |Л*Ц)2 1а .

значительно меньших 0,5. Для сильной связи (з/й стремится к нулю) или для й/%, стремящегося к 0,5, более точные результаты расчета могут быть получены при ис­ пользовании метода поперечного резонанса [411, учиты­ вающего реактивность решетки для плоской волны [2].

Из выражения (35) видно, что при работе выше отсеч­ ки (А,т0 и ?1р0 приближаются к %) степень связи обратно пропорциональна (аха.гу к Такое уменьшение связи при увеличении ширины волновода происходит вследствие уменьшения продольного магнитного поля вдоль общей стенки. Из выражения (35) следует также, что отношение

амплитуды нежелательного типа волны ТЕ#> к амплитуде рабочей волны возбуждаемых во втором волно­

воде при падающей волне 77: й в первом волноводе, выра­ жается в виде

(37)

Таким образом, степень связи на каждую щель на не­ желательном типе ТЕ$ в р раз больше, чем связь на ра­

бочем типе ТЕ$. Это усугубляет проблему подавления нежелательных типов.

Полагая в выражении (35) т = р> можно получить следующее отношение:

(38)

Из выражения (38) следует, что связь между волнами

ТЕ$ в р2 раз больше, чем между волнами типа ТЕ?0. Этот эффект может привести к ошибкам в измерениях чистоты типа волны во вспомогательном канале (т. е. в канале ответвленной мощности) направленного ответ­ вителя, если будет использоваться источник с конечной чистотой типа волны [22, 311.

2. Методы получения гладкой связи. В случае общей широкой стенки между двумя прямоугольными волново­ дами увеличенного сечения гладкая связь (т. е. связь, характеристики которой не зависят от частоты) может быть получена, если использовать Принципы конструиро­ вания ответвителей шлейфного типа [39, 421. Поскольку