книги / СВЧ-энергетика. Генерирование. Передача. Выпрямление
.pdfможет быть значительно выше или ниже С2, в зависимости, от того, будет или не будет резонировать нежелательный тип волны. В работах [8, 9] были проведены расчеты для плавного перехода от одноволнового волновода к много волновому с использованием шестиполюсной эквивалент ной схемы. В этом случае предполагалось, что если много волновый (выходной) волновод нагружен на согласован ную нагрузку для рабочего типа волны на «зажимах» 3—3 и для паразитного типа волны на «зажимах» 2—2, то и одноволновый (входной) волновод будет нагружен на согласованную нагрузку на «зажимах» 1—1 (фиг. 4).
2 |
2 |
| |
■ > |
!•------ |
------ • 3 |
1•------ |
--------3 |
Ф и г. |
4. Эквивалентный |
Отношение мощности Р2, рассеянной волной резонирую щего нежелательного типа, к мощности Рх, переносимой на основном типе волны, имеет максимальную величину на резонансе
|
д |
|
( Р2 \ |
4С‘ с1Ь "87686 |
-с. |
В выражении (5) предполагается, что на «зажимах» 2— 2 подключена короткозамкнутая линия, имеющая при однократном прохождении паразитной волны потери, равные А (в дб), а на «зажимах» 3—3 находится согласо ванная нагрузка. Максимальное значение к. с. в. н. для волны рабочего типа наблюдается при резонансе
Исходя из анализа, проведенного в работе [8], можно показать, что максимальное значение отношения норма лизованной амплитуды А2 электрического (или магнит ного) поля нежелательного типа волны к нормализован ной амплитуде электрического (или магнитного) поля падающей волны рабочего типа наблюдается при резо нансе
, _ 4 Ж |
] —1/2 |
, |
р г \ |
1/2 |
(7) |
1 8 , 6 8 6 |
^ |
^ |
Р 1 ) |
I |
|
рез |
|
где отношение Р2/Рг получено из выражения (5). Отноше ние {Ау/А^ рез выражает число раз, в которое нормализо ванная амплитуда электрического (или магнитного) поля на нежелательном типе превышает амплитуду поля падаю
щей волны в результате резонансных явлений ( —
относительная мощность нежелательного типа волны в ре зонансе).
Выражение (5) показывает, что (Р21Р-д имеет макси
мально возможную величину, |
равную 1/(2 — С2), когда |
выполняется условие 2 — С2 = |
С2сШ(Л/8,686). Это опре |
деляет наихудший случай связи между типами волн. Для малых величин А и С наихудший случай связи наблю дается при уменьшении С2 до С2 = А/4,343. Отметим, что в наихудшем случае связи (Рг1РдРез равно 1, если С = 1, и равно 0,5, если С намного меньше 1. Из уравнения (6)
видно, что в наихудшем случае |
связи [(к. с. в. н.)рез = |
= 3 — 2С2] он равен 1, если С = |
1, и примерно равен 3, |
если С мало по сравнению с 1. Далее из выражения (6) вид но, что если С2 много меньше А/4,343, то величина (к. с. в. н.)рез приблизительно равна 1. Это означает, что паразитный резонанс при этих условиях может быть вызван даже весьма малым рассогласованием импедансов в линии.
Выше было показано, что величина (Р^/.Рг)рез» нахо дясь в пределах 0,5 и 1,0, соответствует наихудшему условию связи. Из выражения (7) видно, что максималь ная величина А2/Аг лежит в пределах между уровнем 3 дб и значением [1 — ехр(—4Л/8,686)]-1^; для малых величин А это примерно равно (8,686/АА)1^.
Возрастание электрического и магнитного полей, наб людаемое при резонансе паразитных типов волн, может привести к заметному снижению допустимых средней и максимальной мощностей волноводных систем. Величины указанных мощностей могут оказаться ниже значений, полученных из уравнений (2)—(4). Уменьшения допу стимой мощности можно избежать, однако, путем кон струирования системы таким образом, чтобы коэффициент перехода С был минимальным, а также использованием селективных поглотителей паразитных волн с весьма большими величинами поглощения А [22]. Для примера рассмотрим типичный случай С = 0,1 или — 20 дб; при этом наихудший случай связи соответствует величине А
примерно 0,04343 дб. При этих условиях (Р2/^ 1)рсз при близительно равно 0,5 и(А2/А1)рсз составляет 14,7. С дру гой стороны, если величина А = 3,0 дб используется в сочетании с С = 0,1, то уравнение (5) дает (Р2/Р1)рез =
=0,295, а из уравнения (7) следует, что (А2/А1)рез = 0,2 .
111.Конструирование элементов волноводных трактов увеличенного сечения для систем
высокого уровня мощности
Вследующих разделах мы рассмотрим конструкции элементов волноводных трактов с увеличенными размера
ми поперечного сечения. Один из классов этих элементов характеризуется размерами поперечного сечения в пре делах 1,5—2,5 длины волны в свободном пространстве Х0. В этом классе элементов сравнительно мало распростра няющихся паразитных типов волн и они имеют характе ристики, изменяющиеся в широких пределах. Преимущест во этих систем может часто проявляться в том, что нару шается симметрия распределения полей отдельных типов волн, что предотвращает возникновение основных неже лательных типов, когда волна рабочего типа попадает на неоднородность в волноводе. В этом аспекте как преиму щество может рассматриваться и различие в постоянных распространения отдельных типов волн. Для данных по перечных размеров эти различия могут быть существен ными, а паразитные типы волн могут подавляться про цессом расфазировки [17], когда связь с паразитным ти
пом волны имеет место вдоль оси волновода на расстоянии порядка одной и более волноводных длин волн.
Другой класс рассматриваемых элементов характери зуется размерами поперечного сечения порядка 10А,0 и бо лее. Для этих элементов число распространяющихся ти пов воли становится очень большим, и .при этом многие типы имеют почти такие же постоянные распространения и те же плоскости симметрии поля, что и волна рабочего типа. Таким образом, только что описанные принципы подавления нежелательных типов волн не могут быть использованы для получения низких потерь преобразова ния. Для этого класса элементов следует применять квазиоптические принципы [23, 24].
Изложение этих принципов будет относиться к таким волноводным элементам, как переходы, изгибы и направ ленные ответвители. Эти элементы могут пропускать мощности, которые на порядки превышают мощность, типичную для волноводных элементов стандартного сече ния. Основная задача при конструировании сводится к снижению амплитуды паразитных типов до требуемого уровня (—25 н--- 30 дб по отношению к падающей волне рабочего типа).
А. Переходы. Переходы обычно используются для соединения волновода стандартного размера, каким обыч но является сечение выходного устройства источника СВЧ-мощности, с волноводом передающей линии уве личенного сечения. Переходы могут также требоваться в различных элементах тракта с увеличенным сечением для трансформации его размеров до величин, оптимальных для конструкции элемента. Существуют прямолинейные переходы (фиг. 5, а) с постоянным углом перехода и рез кой неоднородностью на каждом конце и плавные пере ходы (фиг. 5, б) с углом перехода, постепенно меняю щимся вдоль перехода.
1. Прямолинейные переходы. Прямолинейные перехо ды анализировались Солимаром для круглого волновода, передающего волну ТЕ$ [25, 26—281, и для прямоуголь ного волновода на волне ТЕ& [291. В круглом волноводе диаметром й на волне ТЕО переходы возбуждают волны паразитных типов ТЕ$г. Если входной волновод на фиг. 5, а является запредельным для волн типов ТЕО
сп > 1, то потери преобразования могут возникать
только вследствие неоднородности на выходном участке перехода. Нормализованный амплитудный коэффициент
Сосредоточенныенеоднородности
Входа| |
Выходу |
т
I
а
б
Фи г. 5. Волноводные переходы.
а— прямолинейный переход; б — плавный переход.
связи С для волн типов ТЕО и ТЕ^> на выходе перехода согласно [25] можно представить в виде
|
С = 0,142 |
, |
(8) |
где О, и |
соответствуют |
размерам |
и й2 на фиг. 5. |
Тогда С2 выражает мощность, связанную с нежелательным типом волны и приходящуюся на единицу падающей мощ ности волны рабочего типа.
В симметричном переходе в //-плоскости в случае прямоугольного волновода, работающего на волне ТЕ&, возбуждаются паразитные волны типов ТЕуо с нечетным
т . В переходе, симметричном в плоскости Е , возбуж даются паразитные волны типов ТЕН/ТМ& или (ЕЕ)1п
слюбым п. Амплитудный коэффициент связи волн ТЕЕ
иТЕЕ для перехода, симметричного в плоскости Н (дх =
= |
а!*/ й2 = а*), |
составляет |
[29] |
|
||
|
|
С |
0,375 |
Да (^2—^1) |
(9) |
|
|
Амплитудный коэффициент связи между волнами типа |
|||||
ТТО и комбинацией |
= |
|
для перехода, симметрич |
|||
ного в ^-плоскости |
Ьг; й2 = Ь2), можно |
представить |
||||
в |
виде [29] |
|
С = |
|
ЯМ. |
( 10) |
|
|
|
|
&2 (&2- Л ) |
|
|
|
Сравнение выражений (9) и (10) показывает,. что связь |
|||||
основного типа |
волны с |
комбинацией типов |
ТЕЕ/ТМЕ |
в переходе в ^-плоскости примерно в 10 раз сильнее, чем связь с типом ТЕ& в переходе в //-плоскости при сопо ставимых размерах. Из анализа Солимара также видно, что коэффициенты связи быстро уменьшаются с ростом индекса ш для паразитного типа волн. В частности, коэффи циенты связи с паразитной волной высшего типа пример но на 10 дб меньше коэффициентов связи с паразитной волной предшествующего типа, получаемых из выраже ний (8)—(10).
Отметим, что амплитудные коэффициенты связи для прямолинейных переходов обратно пропорциональны дли не перехода Е. В случае увеличения Е в два раза преобра зование типов уменьшится только на 6 дб, и для полу чения очень низких величин преобразования в прямо линейном переходе могут потребоваться неприемлемые длины.
2. Плавные переходы. Низкую величину С для преоб разования типов воли можно получить в плавном перехо де (фиг. 5, б) с длиной, уменьшенной в сравнении с пря молинейным переходом. В этом случае для обеспечения заданного распределения взаимодействия типов [18, 30] угол перехода делают меняющимся вдоль оси перехода. Одним из вариантов изменения угла перехода является зт"(яр/рг), где показатель п может иметь произвольную
величину, а р/рх — нормализованный фазовый параметр, который по длине перехода принимает значения от нуля до единицы.
Уравнения для определения конструктивных пара метров плавных переходов приведены в ряде источников [18, 30, 311; ниже будут даны только результаты анализа. Из уравнений можно получить продольное расстояние 2, вдоль которого изменяется поперечный размер й. Как 2, так и й зависят от фазового коэффициента р/р*. Уравне ние для г может быть записано в следующей форме:
г= К гР(а,х)-К ^^у |
(11) |
В уравнении (11) функция Г(аг х) одна и та же для всех рассмотренных выше типов волн в волноводе и за висит только от показателя я. Коэффициенты К\ и К2 одинаковы для п — 1, 2, 3, но зависят от типа волны в волноводе. Функцию ^(а, х) можно определить следую щими выражениями:
^ ( о, х) = |1 + 4 + - Я - + ( - Ж - ) - ^ - ] * -
~ [“ + '^+~тнг]5'п * + ['Т + _гк' + (4 г ) ^ о |5,п2* +
450-]5‘п3 Х+ [ ( ^ ) - 72СГ+ '96- ] СОЗЗа:81ПД:—
|
|
600а3 |
-С05'1х 5Шх + ^ 0 |
соз° д:51пл: д л я я = 1 |
, |
(12) |
||||||
Р ( а , |
Х |
) |
= ~ ^ |
| е х |
р ( « ) - 1 |
--------_ а |
_ |
[ а е х р |
^ |
$ | п х |
_ |
|
- е х р (а *) С05Л-+ 1 |
] - - ^ |
^ - ( |
|
+ |
|
|
|
|||||
|
+ |
4 ( а “ + |
4 ) + ~ Т ~ [ е Х р |
~ |
1 ] } |
А л я |
П = |
2 ’ |
|
( 1 3 ) |
||
Р |
( а , х ) ~ х —а ^ з т х + -^ -зт3л^ + -у- ^ ^ |
* + |
|
|
+ - ^ - 5 1 П 2 а ' -------- |
С О З 3 X 3 1 П X -\— |
С О З 5 А 3 1 П X ^ + |
+ “48- — 10,962 ^зш х— ^ з т 3 ^4-4,010 соз1я з т я-—
— соз6х з т л;4— соз8 х 5т х| +
+ ^ г [ 23 , 1 0 б ( 4 - со5 ^ з т х + 4 . з т 2 * 4 ~ § “ * ) —
— 11,580 соз5 х з!п х + 5,503 соз7 х $ т я —
|
|
|
133 |
с о з ° л ;з т х + |
^ - с о $ 11л *5 1 пх|4 - |
|
|
||||
|
|
|
у20 |
|
|
||||||
|
а 5 |
|
— |
^ СОЗ4 X $ ! П |
X + 43Ш X --------- --- 8 1 П 3 X ^ + |
|
|
||||
|
3840 |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
226.79 |
|
Л |
• |
200,48 |
|
- . |
. 76,46 |
1п |
|
|
|
4 ----- |
СОЗ® А' |
51П X |
---------------д — |
СОЗ8 X $1П X |
4 -----р р СОЗ10 X 51П X — |
|
|||||
— 1р128со$12лгзтл'4- |
соз14 х з т |
для п = 3. |
(14) |
||||||||
В |
уравнениях |
(12) и (14) а = \пдЛйх и х |
= яр/р^, |
в |
|||||||
уравнении (13) а |
= 1/л 1п (я^ДУ и х = 2лр/рА. Для |
всех |
|||||||||
п с1х и й2 — значения й соответственно для |
входного |
и |
выходного волноводов. Уравнения (12)—(14) являются приближениями, которые получены при раскрытии ин тегрального ряда с использованием членов соответствен но до шестой, третьей и пятой степеней1).
Для круглых волноводов, работающих на волне Т Е О ,
для п = |
1, 2, |
и 3 |
|
|
|
|
К __ |
4РоД1Я2Р1 |
(*«+*?)Р1 |
(15) |
|
|
А1" |
я (Ч - А » |
я (А§ — Л*) (30 |
|
|
где аг и |
а2 — радиусы входного и выходного волноводов |
||||
соответственно; кпг — т-е |
корни функции |
Бесселя |
|||
первого |
рода |
и р0 = 2л/Я; |
рх — величина р |
на |
выходе |
перехода, зависящая от длины перехода.
Следующие уравнения выведены для прямоугольных волноводов с шириной а и высотой Ь для п = 1, 2 и 3:
х) Уравнения (12) — (14) более полны, чем уравнения трансфор мации Янга [30], в которых содержится несколько типографских опечаток; уравнение (13) совпадает с уравнением (24) работы Ангера [18], если р =* р4.
(а) переход в //-плоскости (Ь постоянно, а изменяется)
/С ,= |
2я3 |
2 |
р! |
(16) |
4 яр0 * |
(б) переход в /;-плоскости (а постоянно, Ь изменяется)
17 _ |
ИЭо— (2^“/Роа“)]^1^2р1 |
■ |
К |
— |
р* |
* |
(17) |
А! - |
4л3 |
Да |
" |
яр0 |
|
(в) комбинированный переход в Е- и //-плоскостях (изменяются а и Ь, а отношение а/Ь постоянно). В этом случае соотношение записывают обычно в терминах пе рехода в /^-плоскости
* . - ё г [ 2 + (■ &■ )>■ |
<|8> |
Переменный размер поперечного сечения й в волноводе определяется следующими уравнениями, которые выве дены для всех типов волн:
^ - = |
ехр ( 4 - [ 1- С08( ^ г ) | 1п^ - } |
ДЛЯ п = 1. |
(19) |
||
^ = ехр( [ 1 ~ 1 ! г 8!п( 2^ ) ] |
1п4 г} |
Для я = 2, |
(20) |
||
|
-|- = е х р { - 1 - [ 1 - А С05 ^ |
) ] |
+ |
|
|
|
+ - Г С053( ^ г ) ] 1п-|-} |
Дл я « = |
3- |
(21) |
|
Величину |
рх, встречающуюся в |
уравнениях, для |
К г и |
Кг, можно определить из следующих соотношений, ко
торые действительны также для |
всех типов волн: |
|
||||
|- ^ - | |
= С 0 |
5 Р 1 |
[1 - |
для П= 1. |
(22) |
|
| 4 |
- |
| = |
^ |
[ 1 - |
Для « = 2. |
(23) |
= соз р, [1 |
- |
( ^ |
) 8]“ ‘ [1 - |
( Щ ] ~ ' Для « = 3. |
(24) |
В выражениях (22)—(24) А2 — нормализованная ампли туда волны паразитного типа на выходе перехода1), а С —
*) |Л2|2 — мощность, переносимая полной паразитного типа па выходе перехода, отнесенная к единице падающей мощности волны рабочего типа.
коэффициент связи, который зависит от типа волны в волноводе. Для круглых волноводов иа волне
С = |
«о — |
1п-^=1,551п^-. |
|
ах |
Для прямоугольных волноводов иа волне ТЕ$
С = ] / 21п ■— для перехода в ^-плоскости,
(25)
(26)
С' = 0,751п— для перехода в Я-плоскости. (27)
Для получения минимальной величины рх нужно обе спечить определенное отношение ^2/^ , а максимально до пустимая величина А2 может быть определена из выра жений (22)—(27). Минимальную длину перехода Ь можно тогда определить из уравнения (11), подставляя
Р = |
Рг |
выражений |
(22)—(24) показывает, что |
|
Рассмотрение |
||||
для |
„ |
I -42 |
I |
п |
данной величины |
оптимальная величина |
будет определяться минимумом рх и, следовательно, ми нимумом длины перехода Ь. Обычно максимально допу стимая величина преобразования типов волн соответст вует наименьшей оптимальной величине п. В некоторых узкополосных устройствах, в которых можно допустить возбуждение многих высших типов волн, многосекцион ный линейный переход [26, 271 может иметь меньшую длину, чем плавный переход, имеющий ту же величину преобразования.
Размеры (в мм) поперечного сечения прямоугольного волновода для плавного комбинированного перехода од новременно в Е- и Я-плоскостях даны в табл. 4 и 5. Эти данные были получены на вычислительной машине с ис пользованием уравнений для г и й. Для этого была про ведена замена приращений по (р/Рх) приращениями по г. Приращения по 2 более приемлемы для машинного счета. Переход с п = 1, согласно теоретическим расчетам, имеет величину коэффициента преобразования типов волн ме нее —33 дб для частот, меньших 12,83 Ггц. Расчетная ве-