книги из ГПНТБ / Вулконский Б.М. Основы теории радиолокационных устройств самонаведения ракет учебник

Коэффициент передачи такой схемы вдвое больше чем преды­ дущей

Недостатком схем, изображенных на рис. 9-2 и 9-3, является сильная зависимость качества их работы от стабильности питающих напряжений и стабильности параметров ламп, а также неудобства, связанные с генерированием опорных сигналов большой мощности.

Схема ца рис. 9-4 лишена этого недостатка. В ней используется дополнительная лампа У73. Входной сигнал подается на управляю­ щую сетку Л3, в анодную цепь которой включены коммутируемые лампы Л 1 и Л 2. Коммутация Л 1 а Л 2 осуществляется опорным сиг­ налом, поступающим через трансформатор на их сетки. Опорный сигнал имеет большую амплитуду, и лампы в каждый полупериод опорного сигнала поочередно и практически мгновенно переходят от открытого состояния к закрытому. Нагрузкой схемы являются цепи RC, с которых и снимается выходное напряжение. Каждый из конденсаторов заряжается за счет входного сигнала в тот полупе­ риод, когда открыта соответствующая лампа, и разряжается через сопротивление R, когда эта лампа закрыта. Выходной сигнал фор­ мируется как разность напряжений на конденсаторах.

380

Коэффициент передачи такой схемы определяется той же фор­ мулой, что и схемы на рис. 9-2, однако его величина может быть выше, чем для схемы на рис. 9-2, так как величина R здесь может быть выбрана значительно больше [39].

В тех случаях, когда опорный сигнал имеет синусоидальную форму и амплитуда его сравнима с амплитудой входного сигнала, как это имеет место в моноимпульсных РГС, более удобными яв­ ляются фазовые дискриминаторы векторомерного типа. В таких дискриминаторах формируются векторные суммы входного и опор­ ного сигналов, которые воздействуют на нелинейные элементы (обычно диоды), в результате чего достигается необходимый эф­ фект преобразования.

Покажем это на примере наиболее распространенного векторомерного фазового дис­ криминатора (рис. 9-5). Схема состоит из. двух диодных ам­ плитудных детекторов Д ]иД 2. Входной и опорный сигналы подаются на детекторы, через трансформаторы Tpi и Тр2.

Соответственно на детекторы Дд и Д2 будут действовать вектор­ ные суммы:

Имея в виду, что дискриминаторы векторомерного типа могут использо­ ваться преимущественно в моноимпульсных РГС, здесь сохраним те обозначения частоты и фазового сдвига (со и у), которые были введены при рассмотрении ме­

тода одновременного сравнения.

381

\

где Кя— коэффициент детектирования.

Коэффициент Кя зависит от соотношения между сопротивлением R и суммой внутренних сопротивлений источников сигналов U{t) и Uon (t), приведенных ко вторичным1 обмоткам трансформаторов [41, 39]. И если сумма внутренних сопротивлений источников много

где а —-ту- 1 — отношение амплитуд входного и опорного сигналов

на вторичных обмотках трансформаторов.

Из (9-36) следует, что напряжение на выходе рассматриваемой схемы зависит от амплитуды входного сигнала и связано косину­ соидальной зависимостью с его фазовым сдвигом относительно опорного, то есть данная схема, как и предыдущие, реализует опе­ рацию сравнения.

*) При малых амплитудах процесс детектирования становится нелинейными формула (9-32) неверна.

382

Особенностью такого дискриминатора является зависимость его коэффициента передачи от отношения амплитуд входного и опор­ ного сигналов

Однако при изменении а от 0 до 1 коэффициент /<ГфДменяется от

2/Сд до / 2 /бд, то есть пределы изменения его невелики*).

Анализ векторомерного фазового дискриминатора при малых амплитудах входного и опорного сигналов, когда процесс детекти­ рования имеет квадратичный характер, показывает, что и в этом случае в нем реализуется операция сравнения. Его выходное напря­ жение оказывается пропорциональным произведению амплитуд Um, и /7ша и косинусу фазового сдвига у.

При использевании фазового дискриминатора в схеме коорди­ натора РГС в качестве устройства сравнения представляют интерес его инерционные и шумовые свойства.

Строгий анализ инерционных свойств фазового дискриминатора затруднен, так как он является нелинейным . преобразователем. Приближенный анализ можно выполнить методом усреднения. По­

где ДИос— приращение среднего значения напряжения на конден­ саторе за период.

В соответствии с (9-38) уравнение (9-17) следует переписать в виде

Т/2 Т/2 Т

*) Имеется в виду использование фазовых дискриминаторов этого типа в моноимпульсных РГС с суммарно-разностной обработкой сигналов. Поэтому случай а > 1 не может иметь места, так к^к сигнал суммарного канала (опорный сиг­ нал) всегда больше сигнала разностного канала (входного сигнала).

^83

Заменим Т и Диос дифференциалами dt и duar, тогда

t —0 подан скачок амплитуды £/msina. Следовательно, инерционные свойства дискриминатора можно описать передаточной функцией

Можно показать, что в динамическое отношении и любые дру­ гие схемы фазовых дискриминаторов эквивалентны инерционным звеньям. Специфика различных схем проявляется лишь в различии постоянных времени тфд. В каждом конкретном случае Тфд зависит от электрических параметров схемы и ее нагрузочной цепи. При выборе параметров нагрузочной цепи обычно стремятся увеличить

384

постоянную времени этой цепи и тем самым обеспечить лучшее сглаживание выходного напряжения. Но нужно помнить, что уве­ личение постоянной времени нагрузочной цепи сопровождается уве­ личением инерционности фазового дискриминатора.

Анализ шумовых свойств фазового дискриминатора сводится к отысканию спектральной плотности 5фД(ш) и дисперсии о* д выход­

ного напряжения при воздействии на вход дискриминатора шумо­ вого сигнала со спектральной плотностью 5Ш(со) и дисперсией ош2.

Приведем ^конечные результаты такого анализа из работы [39] применительно к двум случаям. Первый случай относится к воз­ действию на вход фазового дискриминатора широкополосного шума с постоянной спектральной плотностью50ш.Практически этот случай имеет место в моноимпульсных РГС, когда фазовый дискриминатор включен на выход широкополосного УПЧ. Спектральная плотность и дисперсия выходного напряжения дискриминатора при этом оп­ ределяются формулами:

где тф = RC — постоянная времени выхбдного фильтра дискрими­

натора.

Второй случай относится к воздействию на вход фазового дис­ криминатора белого шума со спектральной плотностью S 0m, про­ шедшего предварительно через узкополосный фильтр. Этот случай встречается в РГС с коническим сканированием, когда фазовый дискриминатор включается на выход узкополосного усилителя сиг­ нала ошибки.

Формулы для спектральной плотности и дисперсии выходного напряжения здесь имеют вид:

где 50ш— спектральная плотность шума на входе узкопо­ лосного фильтра;

Т ф = - ^ — постоянная времени узкополосного фильтра (Q

его добротность, шр— резонансная частота).

§ 48. СХЕМА ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ КОРРЕКЦИЙ В КООРДИНАТОРАХ РГС С КОНИЧЕСКИМ СКАНИРОВАНИЕМ

Схема состоит из детектора сигнала ошибки, усилителя низкой частоты и двух фазовых дискриминаторов (курса и тангажа) (рис. 9-6). Детектор сигнала ошибки работает в режиме пикового детектирования. На его вход с последнего каскада видеоусилителя подается амплитудно-модулированная последовательность видео­ импульсов U „ (t). С выхода детектора снимается огибающая видео­ импульсов, сглаженная выходным фильтром детектора Um' (t).

Рис. 9-6

Огибающая Um'{t) содержит постоянную составляющую, которая зависит от среднего уровня принятых эхо-сигналов, и переменную составляющую — сигнал ошибки, амплитуда которой зависит, в свою очередь, от величины постоянной составляющей. Эти зависи­ мости в значительной степени ослаблены благодаря действию инерционной АРУ в УПЧ приемного устройства, но не исключены полностью. Поэтому в усилителе низкой частоты предусматривается

С выхода усилителя нормированный сигнал ошибки Uzo(t) раз­ деляется на два фазовых дискриминатора. Фазовые дискриминато­ ры в РГС с коническим сканированием могут выполняться по од­ ной из схем коммутаторного типа, приведенных в § 47.

Перейдем к рассмотрению характеристик отдельных элементов схемы формирования. Фазовый дискриминатор обсуждался ранее, поэтому остановимся только на детекторе сигнала ошибки и усили­ теле низкой частоты.

386

Детектор сигнала ошибки практически может быть собран йо любой схеме, но чаще используется диодный детектор (рис. 9-7). Полезный эффект детектора состоит в преобразовании последова­ тельности видеоимпульсов с огибающей Umax (t) = Umo [1 -(-5со (£)] в выходное напряжение U'm(t) — d/m0[l + 5 ^ (£)]. Ввиду инерцион­

ности детектора преобразование сопровождается уменьшением среднего значения выходного напряжения по сравнению со сред­ ним значением огибающей видеоимпульсов (£/^0< £/то) и демоду­

ляцией полезного сигнала. Демодуляция проявляется в уменьше­

стоянная времени заряда конденсатора должна быть много больше длительности видеоимпульса (тзар3>ти), а постоянная времени разряда — много больше периода повторения импульсов (траз ^ Т„). При соблюдении этих условий детектор сигнала ошибки характери­ зуется двумя показателями: коэффициентом передачи Кл и вноси­ мым фазовым сдвигом а'.

Коэффициент передачи определяется как отношение амплитуд сигнала ошибки на выходе и входе детектора

Отношение ^шО к — есть коэффициент передачи детектора

Um0 — 0д

по постоянной составляющей. Значение этого коэффициента можно найти из анализа установившегося режима в схеме, то есть когда на вход детектора подается непрерывная последовательность видеоим-

Т

пульсов одинаковой амплитуды со скважностью v = — .

387

В практических схемах коэффициент Кол не должен превышать значений 0,15—5—0,25. В противном случае, в результате значитель­ ных и быстрых флуктуаций амплитуды сигнала, которые могут иметь место на входе детектора, возникает опасность запирания его выпрямленным напряжением.

Отношение амплитуд нормированной функции сигнала ошибки £ Шсо

со = АТ_Д — есть коэффициент передачи де­

тектора по переменной составляющей. Его значение можно полу­ чить, заменив детектор для переменной составляющей эквивалент­ ным фильтром /?ЭС. При синусоидальном входном сигнале частоты Q отношение амплитуд на выходе и входе такого фильтра опреде­ лится его амплитудно-частотной характеристикой

где т9 — постоянная времени эквивалентного фильтра.

Формулы (9-51) — (9-54) позволяют рассчитать коэффициент передачи детектора по известным параметрам детектора Ra, С и R либо выбрать эти параметры по требуемому коэффициенту пере­ дачи. Для обеспечения качественной работы схемы детектора обыч­ но приходится довольствоваться весьма малым коэффициентом пе­ редачи детектора (Кл = 0,1 -^-0,15), что предопределяет необходи­ мость дополнительного усиления сигнала ошибки в усилителе низ­ кой частоты.

Фазовый сдвиг а', вносимый детектором, определяется его фазо­ частотной характеристикой

Для типовых условий фазовый сдвиг имеет величину 40-^60°. Этот сдвиг постоянен и должен быть скомпенсирован до или после детектирования. Удобнее компенсацию осуществлять в усилителе низкой частоты.

На усилитель низкой частоты подается сглаженное напряжение U’ (t) с выхода детектора. Усилитель выполняется резонансным, но

со сравнительно широкой полосой. Резонансные свойства усилителя обеспечивают некоторое снижение влияния шумов и флуктуаций амплитуды эхо-сигнала за счет более узкой полосы по сравнению с полосой предшествующего тракта. Однако чрезмерно сужать поло­ су усилителя нельзя, так как при этом возрастает его инерцион-

388

ность и ухудшается стабильность фазовых соотношений между входным и выходным сигналами. Нестабильность же фазовых соот­ ношений приводит к возникновению угловых ошибок в определении направления на цель. Поэтому при проектировании усилителя во­ просу стабильности фазовых соотношений должно уделяться осо­ бое внимание. Для компенсации постоянного фазового сдвига, вно­ симого детектором сигнала ошибки, вводят некоторую расстройку между резонансной частотой усилителя и частотой сигнала ошибки, так чтобы в усилителе имел место фазовый сдвиг, равный по вели­ чине, но противоположный по знаку сдвигу в детекторе.

Усилитель низкой часто­ ты может выполняться по любой схеме. На практике находят применение двух- и трехкаскадные реостатные схемы с одиночным колеба­ тельным контуром LC в анодной цепи одной из ламп или с двойным Т-образным мостом в цепи отрицатель­ ной обратной связи одной из ламп (рис. 9-8). На пер­ вый каскад усилителя воз­ лагаются функции норми­ рующего устройства. По­ следний каскад имеет, как правило, симметричный вы­

ход для удобства включения его на входы балансных фазовых ди­ скриминаторов.

Динамические свойства усилителя низкой частоты определяются только резонансным каскадом. Если резонансный каскад имеет в анодной цепи колебательный контур с добротностью Q, то в соот­ ветствии с формулами гл. 7, § 35 его нормированный комплексный коэффициент усиления равен

где .Ай = й — й р — абсолютная расстройка относительно резонанс­