Г л а в а 9
СХЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ КОРРЕКЦИИ
§ 46. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА СХЕМ ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ КОРРЕКЦИИ
Схема формирования сигналов коррекции является выходной, оконечной частью координатора РГС. Последовательность и харак тер операций (преобразований), выполняемых этой схемой, зависят от метода определения угловых координат цели в РГС. Аналитиче ское описание структуры схем формирования для РГС с кониче ским сканированием и моиоимпульсных РГС было дано в гл. 3. Там было показано, что для формирования сигналов коррекции U9 и
пропорциональных углам рассогласования в соответствующих плоскостях, сигналы с выхода приемного устройства должны под вергаться двум основным преобразованиям: нормированию и срав нению. Эти преобразования должны осуществляться последова тельно при помощи операторов Р п и Яв.
В данной главе будут рассмотрены схемы и устройства, реали зующие указанные операторы, а также схемы, обеспечивающие промежуточные преобразования при формировании сигналов кор рекции.
Однако прежде дадим общую характеристику схем формирова ния сигналов коррекции для РГС с коническим сканированием и моиоимпульсных Р ГС *).
Операция нормирования, назначением которой является стаби лизация коэффициента передачи координатора, как звена контура регулирования, и в том и в другом случаях реализуется при помо щи схем автоматической регулировки усиления каналов преобразо вания сигнала. При этом нужно иметь в виду, что никакая реаль ная схема АРУ не может выполнить эту операцию идеально. По этому стабилизация коэффициента передачи координатора всегда осуществляется с некоторой погрешностью.
*) Как и прежде, здесь имеются в виду моноимпульсные РГС с амплитуд ным сравнением и суммарно-разностной обработкой сигналов.
В моноимпульсных РГС в УПЧ разностных каналов усиливают ся непосредственно сигналы ошибки, и быстродействующая регули ровка усиления этих каналов по амплитуде сигнала.суммарного ка нала полностью соответствует операции нормирования сигнала ошибки. Таким образом, в моноимпульсных РГС нормирование сиг нала ошибки осуществляется в приемном устройстве и на вход схемы формирования сигналов коррекции подаются уже нормиро ванные сигналы ошибки. Схема формирования выполняет в этом случае только операцию сравнения.
В РГС с коническим сканированием в канале УПЧ, охваченном инерционной АРУ, операции нормирования подвергается последо вательность радиоимпульсов, модулированная по амплитуде сигна лом ошибки. Решая свою основную задачу предотвращения пере грузок приемного тракта, инерционная АРУ выполняет операцию нормирования не точно. Поэтому сигнал на выходе приемного уст ройства (на выходе видеоусилителя) представляет собой последо вательность частично нормированных видеоимпульсов, модулиро ванных по амплитуде частично нормированным сигналом ошибки.
В связи с этим схема формирования сигналов коррекции РГС с коническим сканированием должна обеспечить: предварительное выделение сигнала ошибки из импульсной последовательности, операцию окончательной его нормировки и операцию сравнения.
Различие в функциях определяет и различие в составе схем формирования сигналов коррекции для моноимпульсных РГС и РГС с коническим сканированием, поэтому ниже эти схемы будут рассмотрены отдельно. Общим для них является только использо вание оператора сравнения Рв. Как в одном, так и в другом слу чаях операция сравнения реализуется при помощи фазовых дис криминаторов. Однако на этом и кончается сходство. Режимы ра боты фазовых дискриминаторов в разных схемах различны. Раз личны и способы синхронизации работы дискриминаторов.
В РГС с коническим сканированием фазовый дискриминатор работает на частоте сканирования. Его синхронизация осуществ ляется при помощи опорных напряжений (сигналов), которые вы рабатываются специальным генератором, связанным с механизмом сканирования. В моноимпульсных РГС фазовые дискриминаторы работают на промежуточной частоте сигнала. В качестве опорного в них используется сигнал с выхода суммарного канала. Поскольку сигналы разностных каналов могут либо совпадать по фазе с сиг налом суммарного канала,.либо отличаться от него по фазе на 180°, фазовые дискриминаторы работают в этом случае в режиме фазо вых выпрямителей.
§ 47. ФАЗОВЫЙ ДИСКИМИНАТОР
Рассмотрим две косинусоидальные функции с одинаковым периодом, между которыми имеется сдвиг по фазе. Будем опреде-
лять фазовый сдвиг относительно одной из функций, считая ее опорной. Перемножим эти функции и результат умножения усред ним за период
|
|
Г |
|
|
|
|
-у- J |
Um, cos (Ш — a) Um, cos Qt dt = |
|
|
|
2- |
|
|
|
|
= |
1 \ [cos a + COS (22£ — a)] d (2£) |
= |
|
|
— -7T- Um.Um* COS Ot. |
|
(9-1) |
Если сдвинуть начало отсчета фазы на |
|
то есть использо- |
вать синусоидальную опорную функцию, то |
|
|
|
1_ |
|
|
|
|
Sin a. (9-2) |
Т I |
Um, cos (Ш — a) Um, sin 2 £ dt |
2 |
Um,UШ 2 |
о |
|
|
|
|
|
Из (9-1) и (9-2) видно, что операция умножения с последующим усреднением за период дает результат, пропорциональный ампли тудам функций и их фазовому сдвигу. При постоянстве амплитуды опорной функции Um, результат операции однозначно связан с ам плитудой первой функции и ее фазовым, сдвигом относительно опорной. Нетрудно понять, что операция сравнения, о которой шла речь выше и которая обозначалась символом Рв, является частным случаем рассмотренной операции.
Действительно, если в качестве опорной выбрать прямоуголь ную функцию вида
Um, |
ПрИ |
/оп (t) = |
(9-3) |
—Um, |
При |
то
Тт
тIт Um, cos (2 £ — a) fan {t)d t =
\
Сдвинув опорную функцию на
К |
|
|
|
|
|
|
2 |
|
|
|
|
|
|
J co s(Ш |
|
a) |
d (21) — |
j cos {Qt — a) d (9Л) |
|
2 |
|
|
|
|
|
|
|
— |
TC |
Г7т E7m COS a. |
(9-4) |
|
|
1 |
3 |
|
|
|
|
|
|
•тс |
получим: |
|
|
|
Um, |
при |
Т |
|
|
|
0 < t < - у ; |
|
/оп (t) = |
|
|
|
|
|
(9-5) |
|
|
— Um, |
при |
t < Г; |
|
COS (2if — a) / оп (2?) dt=z — UmiUm, sin a. |
(9-6) |
Если в формулах (9-4) и (9-6) положить Um^= 1, то они в точ ности совпадают с формулами (3-52) и (3-51) гл. 3.
Таким образом, в общем случае операцию сравнения следует рассматривать как операцию умножения двух функций с последую щим усреднением результата умножения за период.
С достаточной для практики точностью эта операция, как уже указывалось, выполняется при помощи фазового дискриминатора. Фазовый дискриминатор представляет собой устройство с двумя входами и одним выходом. На входы подаются: периодический сиг нал, в амплитуде и фазе которого содержится полезная информа ция, и опорный сигнал той же частоты. На выходе дискриминатора формируется постоянное напряжение, величина и полярность ко торого определяются амплитудой и фазой входного сигнала.
Из (9-1) и (9-2) следует, что выходное напряжение дискримина тора может быть либо четной, либо нечетной функцией фазового сдвига а. Дискриминаторы с четным (косинусоидальным) выхо дом позволяют решать задачу преобразования координат, которая
возникает в устройствах с коническим |
сканированием. |
Графиче |
ская |
иллюстрация |
решения |
задачи |
преобразования |
координат |
дана на рис. 9-1. |
|
|
|
|
|
Опорные сигналы двух дискриминаторов, равные по амплитуде, |
сдвинуты на |
тс |
и изображены на |
рисунке векторами |
—> |
-g- |
U0„y и ■ |
■ ► |
— |
—► |
|
|
—у |
|
|
Uonz (I ^опу| = |
I ^onz ! = ^гаоп)- |
Входной сигнал U, сдвинутый по |
•фазе относительно одного из опорных па угол а, подается на оба дискриминатора параллельно. На выходе дискриминаторов каналов Z и Y соответственно будет:
£Лых2 = -2~ ^ шоп^ ш COS С,
£/выХу= "2 " ^шоп^ш COS f "2 “ а I : 2 ^Апоп^Лп Sin К. (9-7)
Таким образом, выходные напряжения дискриминаторов оказы ваются пропорциональными прямоугольным координатам конца
вектора U. Дискриминато ры с четным выходом ис пользуются и в амплитуд ных моноимпульсных уст ройствах с суммарно-разно стной обработкой сигналов. Однако в них фазовый сдвиг а между входным (разност ным) и опорным (суммар ным) сигналами может при нимать только два значения а = О и а = л. Поэтому фа зовые дискриминаторы та ких устройств работают в режиме фазовых выпрями
телей, когда выходное напряжение имеет вид
^ВЫХ |
i |
2 ^Апоп^Ап- |
(9-8) |
Дискриминаторы с. нечетным |
(синусоидальным) |
выходом ис |
пользуются там, где нулевому сдвигу фаз должен соответствовать нуль выходного напряжения. Такая необходимость возникает, на пример, в моноимпульсных устройствах с фазовым сравнением.
Из сопоставления формул (9-1) и (9-2) видно, что четность или нечетность выхода дискриминатора зависит от начального фазового сдвига между входным и опорным сигналами. Изменив этот сдвиг, можно преобразовать нечетный выход в четный и наоборот.
В настоящее время известно большое число практических схем фазовых дискриминаторов. Рассмотрим лишь наиболее характер ные. На рис. 9.2 изображена принципиальная схема простейшего фазового дискриминатора. Этот дискриминатор относится к группе схем коммутаторного типа, отличительным признаком которых яв ляется коммутация электронных ламп, входящих в их состав, с по-
мощыо опорного сигнала. Для обеспечения качественной коммута ции опорный сигнал имеет обычно прямоугольную (реже трапе
цеидальную) |
форму. |
через |
Входной |
сигнал вида/У(£) — Um cos(Qt— а), подается |
трансформатор на сетки ламп Л х и Л2. Опорный сигнал |
прямо |
угольной формы вида (9-3) или (9-5) используется для анодного питания ламп. Амплитуда опорного напряжения выбирается доста точно большой, так что при положительной полярности U0n(t) обе лампы открыты, а при отрицательной — закрыты.
Следовательно, в отсутствии входного сигнала анодные токи ламп имеют вид прямоугольных импульсов, длительность которых равна половине периода, и которые следуют друг за другом через половину периода опорного сигнала.
Импульсы анодного тока заряжают катодные конденсаторы С. В интервалах между импульсами конденсаторы С разряжаются че рез сопротивления R. Но так как постоянная времени цепи RC вы
брана много больше периода опорного сигнала, то пульсации на |
пряжений на конденсаторах незначительны и величины этих напря |
жений будут равны Ис = |
г0а#> где /оа — постоянная составляю |
щая анодного тока ламп. |
Выходное напряжение схемы формирует |
ся как разность напряжений |
на конденсаторах, поэтому в данном |
случае оно будет равно нулю |
|
£Лшх = |
Нс, — ис, ~ 0 . |
Входной сигнал поступает |
на сетки ламп Л хи Л2 в противофазе. |
В полупериоды, когда лампы |
открыты, он изменяет их анодные то |
ки в противоположные стороны. Если анодный ток лампы Л { увели чивается, то лампы Л% на ту же величину уменьшается и наоборот. Изменение анодных токов приводит к перераспределению напря жений на конденсаторах и появлению выходного напряжения опре деленной величины и знака.
Найдем связь выходного напряжения дискриминатора с пара
метрами входного |
сигнала. Рассмотрим установившийся режим, |
когда на сетки |
ламп действует входной сигнал U (t) = |
= t/mcos(Q^— а) |
и средние значения напряжений на конденсато |
рах С] и С2 не равны, но постоянны. Это значит, что приращение напряжения на каждом конденсаторе за время заряда ^от 0 до
равно его убыли за время разряда |о т - до Т^. Так как в данной
схеме средние значения напряжения за счет входного сигнала на конденсаторах равны по величине и противоположны по знаку, а выходное напряжение есть разность напряжений на конденсаторах, то
Для нахождения среднего напряжения «ос, обусловленного входным сигналом, составим уравнение баланса зарядов конденса тора за период
Ди{,+> — Ди|г> = 0 , |
(9 -1 0) |
где Д — приращение напряжения за время заряда; Ди[г> — убыль напряжения за время разряда.
Приращение Ди£.+) равно |
|
|
|
т |
|
т |
|
2 |
|
2 |
|
К +> = с |
С |
J (*'а - *'r) |
(9-11) |
с y c d t ~ |
|
|
О
где г'с и ir — приращения токов в цепях конденсатора С и сопро тивления R;
к— h + in. — приращение анодного тока через лампу. Приращение ia определится зависимостью
|
_ !АИс.к ~Ь Ма.к |
(9-12) |
|
“ |
Ri |
|
|
|
где р —- коэффициент усиления лампы; |
|
|
Нс.к и и а.к — напряжения |
«сетка-катод» и «анод-катод», соот |
|
ветственно; |
|
|
|
Ri — внутреннее |
сопротивление лампы. |
|
Напряжение «сетка—катод» равно напряжению входного сиг нала
«с.к = U{t) = Umcos (Ш — а). |
(9-13) |
Напряжение «анод—катод» за счет входного сигнала равно по величине и обратно по знаку напряжению на конденсаторе
|
|
иа,к — U.Q. |
|
(9-14) |
Учитывая, что |
ток |
в цепи |
сопротивления R равен |
j’r = Uc |
(9 -1 1) можно записать в виде |
|
|
R ’ |
|
|
|
т_ |
|
|
T_ |
|
|
г 2 |
|
|
2 |
|
|
Д4 +) = -g- IJ |
Um cos (Ш - |
a) d t - |
dt |
(9-15) |
Убыль напряжения |
определяется разрядом конденсатора |
через сопротивление R, .когда лампа заперта. |
Поэтому |
|
|
|
7l_ ic |
ис |
dt. |
(9-16) |
|
|
Л = -гг| R |
|
|
2 |
|
|
|
Подставляя (9-15) и (9-16) в (9-10), получим |
|
Umcos ( Ш - а ) d t - - ^ - ^ u c d t ----± ^ .^ u c d t = |
0. (9-17) |
|
о |
|
|
0 |
|
|
|
Вычислим интегралы, входящие в (9-17): |
|
|
J i |
Umcos (2£ — a) dt |
2 p |
Umsin a. |
|
R i 2 |
|
R Л |
|
|
|
|
|
|
|
|
JL |
|
|
|
1 |
f |
|
o |
|
|
|
j j . |
ttoc ч(* |
UqqT |
n ; ) ^ d t= - R r ) d t= ^ r
При вычислении интеграла |
(9-19) учитывалось, что RC Т. |
Следовательно, напряжение «с |
па конденсаторе в течение периода |
меняется незначительно и может быть вынесено за знак интеграла средним значением «ос.
Используя (9-18), |
(9-19) |
и (9-20), получим |
|
|
|
|
2 р |
Umsin а |
иосТ |
иосТ_n |
(9-21) |
|
R& |
2R{ |
R |
~ |
U< |
|
|
|
|
|
Отсюда находим среднее значение напряжения па конденсаторе |
за счет сигнала |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
«ос = |
|
|
рR |
|
UmSin |
а. |
|
(9-22) |
* |
1 + |
R |
|
|
|
|
|
Ri |
|
|
|
|
|
|
2Ri |
|
|
|
|
|
Или, обозначив |
5 фд = |
|
|
, |
где |
с |
Iх |
|
|
^ , |
R |
Ь — |
---- крутизна анод- |
|
фд |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
2R\ |
|
|
|
|
|
|
но-сеточнои характеристики лампы, имеем |
|
|
|
|
|
|
^ос — |
S ^ R U msin ос. |
|
|
(9-23) |
Таким образом, выходное напряжение фазового дискриминатора |
равно |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
£/„ых = |
4 - S ^ R U msin а. |
|
|
(9-24) |
Как видно, |
при рассмотренном |
соотношении |
|
начальных фаз |
входного и опорного сигналов выход дискриминатора оказался не
четным. Сдвинув фазу опорного сигнала на |
, можно получить |
четный выход схемы |
|
5фд/? Umcos а. |
(9-25) |
Формулы (9-24) и (9-25) показывают, что особенностью данной схемы является независимость выходного напряжения от амплиту ды опорного сигнала. То есть дискриминатор осуществляет опера цию умножения входного сигнала на опорный сигнал единичной ам плитуды независимо от фактической амплитуды последнего.
Числовой коэффициент— является постоянной операции срав-
к
нения при синусоидальном входном и прямоугольном опорном сиг налах. Эта постоянная зависит только от формы входного и опор
ного сигналов. Так, например., если оба сигнала синусоидальны, то, как это следует из (9-1) и (9-2), постоянная операции сравнения
1
равна — .
Коэффициент является постоянной схемы и имеет смысл коэффициента преобразования Кв, который был введен в гл. 3 [формула (3-46)].
Однако фазовый дискриминатор всегда работает при определен ной форме входного и опорного сигналов, поэтому необходимости в раздельном учете указанных коэффициентов нет и его характери зуют общим коэффициентом передачи КфЛ. Для рассмотренной схе мы этот коэффициент равен
Две другие практические схемы фазового дискриминатора ком мутаторного типа показаны на рис. 9-3 и рис. 9.4.
Схема на рис. 9-3 отличается от предыдущей тем, что в ней ис пользуются две пары ламп в двухтактном включении. Это как бы спаренный вариант предыдущей схемы. Каждая пара ламп pa6 oj тает в свой полупериод опорного напряжения, а выходные конден саторы заряжаются входным сигналом в каждый полупериод.
