книги из ГПНТБ / Шляпоберский В.И. Элементы дискретных систем связи

положения. По мере увеличения расхождения по фазе акэ стано­ вится больше 1.

В системах с дискретным управлением акэ увеличивается также дискретно. Это достигается тем, что прямоугольная характеристика фазового дискриминатора посредством дополнительного элемента, обеспечивающего переменный коррекционный эффект, превращается в ступенчатую.

При ступенчатой характеристике фазового дискриминатора (рис. 136) можно определить величину расхождения по фазе с точ­

Выбор величин минимальной зоны коррекции 5 (рис. 136) опре­ деляется исходя из тех требований, которые предъявляются к точ­ ности фазирования при преобладаниях.

Для большинства современных коррекционных устройств вели­ чину 5 выбирают порядка 3—4% от t0, формируя при этом соот­ ветственно 6—4 зоны.

Коэффициент интегрирования (/G)

Выше указывалось, что одним из путей уменьшения динамиче­ ской погрешности синфазности является введение в коррекционное устройство дополнительного элемента, посредством которого ин­ тегрируются результаты измерения рассогласования фаз. Это поз­ воляет уменьшить влияние случайных искажений импульсов и по­ высить точность синфазности.

Другим путем уменьшения влияния случайных искажений яв­ ляется просто увеличение коэффициента деления делителя 2 т без применения интегрирующих элементов. В этом случае при до­ статочно большом 2т случайные искажения будут вызывать незначительное смещение моментов регистрации.

Можно показать, что при правильно выбранных коэффициентах деления и коэффициенте интегрирования (К\) оба способа обеспе­ чивают примерно одинаковую точность синфазности, однако пред­ почтение отдают интегрирующим элементам.

170

Это объясняется, во-первых, тем, что для получения одинако­ вой точности синфазности в системах без интегрирования прихо­ дится увеличивать коэффициент деления делителя в десять раз и более, что значительно усложняет схему. В высокоскоростных теле­ графных системах это приведет к возрастанию частоты задающего генератора, а следовательно, к созданию высокоскоростных дели­ телей. Так, при jV= 1000 бод и 2т=1000 входной каскад импульс­ ного делителя должен работать с частотой 1 Мгц.

Во-вторых, отсутствие интегрирования вследствие значитель­ ного увеличения частоты ложного корректирования приводит к так называемому раскачиванию системы, т. е. к более тяжелым условиям работы управляющего устройства и делителя.

Весьма важным является выбор величины коэффициента инте­ грирования К\. При слишком большом коэффициенте интегрирова­ ния увеличивается время вхождения в фазу и повышаются требо­ вания к стабильности задающих генераторов, при незначительном коэффициенте интегрирования возрастает влияние помех.

Для более или менее точного определения оптимальной вели­ чины коэффициента интегрирования необходимо знать как допу­ стимое время вхождения в фазу, так и характер распределения искажений импульсов в канале связи.

Если считать, что для большинства каналов связи распределе­ ние искажений границ импульсов подчиняется нормальному за­ кону, то для таких каналов можно ограничиться незначительным коэффициентом интегрирования, например ATi=3-^-5.

Для высокоскоростных телеграфных систем (N>500 бод) це­ лесообразно иметь больший коэффициент интегрирования, напри­ мер /(, = 5-3-10.

Время фазирования

Время фазирования, являясь одним из основных параметров, характеризует быстродействие работы коррекционных устройств.

Для коррекционных устройств с постоянным коррекционным эффектом без интегрирования время фазирования

где т — половина коэффициента деления делителя; t0 —длительность элементарного импульса.

Для систем с переменным коррекционным эффектом подсчет времени фазирования усложняется, так как необходимо учитывать зависимость числа кбррекционных импульсов от величины угла рассогласования фаз.

Предположим, что в момент включения системы расхождение фаз равнялось Дер. Причем характеристика фазового дискримина­ тора такова, что при расхождении фаз, равном Дер, каждое срав­ нение вызывает появление П\ коррекционных импульсов.

171

Тогда к моменту следующего сравнения фаз тех же сигналов расхождение между ними уменьшится на величину

ционных импульсов, благодаря чему к моменту третьего сравнения

Для определения величины х необходимо знать параметры ха­ рактеристики фазового дискриминатора.

Пусть характеристика фазового дискриминатора задана ступен­ чатой кривой, как показано на рис. 136.

Обозначим через S,- величину каждой зоны (ступеньки), а че­ рез п{— число коррекционных импульсов, появляющееся при каж­ дом сравнении фаз в зоне S{, причем S,- выражена в процентах от t0.

Очевидно, что щ коррекционных импульсов сместят фазу управ-

ляющих импульсов на или на ~2 ^ ni% от г0. Так как в пределах

каждой зоны работу коррекционного устройства можно рассмат­ ривать как систему с постоянным коррекционным эффектом, то для

компенсации расхождения по фазе, равного S;%, необходимо иметь 2т Si

Если для компенсации наибольшего расхождения по фазе, рав­

ного ~y , используется q зон, то общее время фазирования при

172

приёме точек и отсутствии искажений принимаемых импульсов бу­ дет равно

Необходимо отметить, что формула (8.25) является приближен­ ной и с достаточной для практики точностью может применяться

Для повышения точности сннфазности и упрощения коррекци­ онных устройств следует устанавливать «1 = 1 и увеличение П\ от одной зоны к другой также равным 1.

Учитывая, что величина преобладаний принимаемых импульсов практически не превышает 30%, достаточно иметь переменный кор­ рекционный эффект для каждого импульса только в пределах

— y , разделив этот отрезок на q зон. Величины зон выбирают

одинаковыми.

Тогда при принятых допущениях будем иметь

и формула (8.25) примет вид

(8.27)

При интегрировании при помощи реверсивного счетчика, ем­ кость которого К\, время фазирования увеличится в К\ раз;

В табл. 8 приведены значения максимального времени фазиро­ вания, подсчитанные по формуле (8.28), для различных q, Ki и tt при т —50.

173

§33. СХЕМЫ ОСНОВНЫХ УЗЛОВ КОРРЕКЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ

СДИСКРЕТНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ

Из изложенного выше следует, что коррекционные устройства с дискретным управлением, удовлетворяющие требованиям, предъ­ являемым современными син­ хронными системами, строятся

согласно блок-схеме рис. 137.

В качестве примера рассмот­ рим некоторые практические схе­ мы основных узлов.

Фазовый дискриминатор

Простейший фазовый дискри­ минатор, определяющий только знак расхождения по фазе (опе­

режение или отставание) и не определяющий величину расхожде­ ния, построен на двух схемах И, на один из входов которых пода­ ются напряжения с выходного двоичного каскада делителя

(рис. 134).

Схема такого фазового дискриминатора может быть выполнена на любых бесконтактных элементах — лампах, полупроводниковых приборах или ферритах с ППГ в зависимости от того, на каких элементах строится коррекционное устройство в целом.

Рис. 138. Схема фазового дискриминатора на полупровод­ никовых триодах

Схема состоит из двух усилителей и ключевого триода. На базы усилительных триодов /77, и ПТ2 с противоположных плеч триг­ гера последней ступени деления подаются попеременно прямоуголь­ ные отрицательные импульсы. На базу ключевого триода ПТз

174

подается отрицательный импульс, соответствующий границе при­ нимаемого. Так как триоды Г1Тj и Г1Т2 открываются попеременно, то в момент действия входного импульса на коллекторе открытого триода формируется короткий положительный импульс. Импульс на выходе другого триода появляется в том случае, если момент приема входного импульса совпадает с противоположной фазой работы триггера делителя.

Положительные импульсы с 1 и 2-го выходов фазового дискри­ минатора подаются на управляющее или интегрирующее устрой­ ство или иа устройство формирования переменного коррекционного эффекта.

Устройство формирования переменного коррекционного эффекта

В общем случае формирование переменного коррекционного эффекта в коррекционных устройствах с дискретным управлением может быть достигнуто, если в качестве последнего каскада дели­ теля использовать кольцевой счетчик с коэффициентом счета (деления), равным 2/г, имея от него 2п отводов на 2п схем И

(рис. 139, а).

Рис. 139. Блок-схема устройства для определения знака

ивеличины расхождения по фазе:

а~ с раздельными выходами; б —с объединенными выходами

Посредством такого счетчика отрезок времени, равный длитель­ ности элементарного импульса t0, делится на 2п частей, из кото­ рых п составляют зону опережения, а другие п ■— зону отставания.

выходе появится импульс только в том случае, если в это время входное устройство зарегистрировало границу принимаемого им­ пульса. Следовательно, появление импульса на выходе одной из схем И свидетельствует о вполне определенном расхождении фаз.

175

цесс, в течение которого конденсатор С разрядится через проме­ жуток сетка — катод и схема придет в исходное состояние. Появ­ ление на входе схемы одиночных редко следующих друг за другом импульсов ^след^мии не вызывает срабатывания схемы, так как конденсатор успевает разрядиться за время между подзарядами.

Общим недостатком всех интегрирующих пересчетных схем яв­ ляется независимое интегрирование импульсов опережения и от­ ставания.

Указанного недостатка не имеют реверсивные интегрирующие устройства (см. § 23).

Управляющее устройство

Выше указывалось, что управляющее устройство может со­ стоять из двух логических элементов НЕТ и И, на входы которых подаются сдвинутые на 180° импульсы задающего генератора.

Рассмотрим одну из возможных схем управляющего устрой­ ства, выполненную на полупроводниковых триодах (рис. 143).

Синусоидальное напряжение задающего генератора посред­ ством импульсного трансформатора Тр\ преобразуется в положи­ тельные и отрицательные импульсы, сдвинутые на полпериода. Положительные импульсы, поступающие на вход схемы НЕТ {ПТi) при отсутствии сигнала на базе триода ПТ2, 'усиливаются и попадают на вход общего усилителя ПТ&, а следовательно, и на вход делителя. При поступлении на базу ПТ2, коррекционного импульса («исключение») триод открывается и тем самым запре­ щается очередной импульс задающего генератора.