книги из ГПНТБ / Полонников Д.Е. Электронные усилители автоматических компенсаторов

си г н а л а

Вусилителях без преобразования сигнала, для уменьше­ ния сдвига и дрейфа нуля входной каскад (часто и после­ дующие) строится по балансным или мостовым схемам. Наи­

Рис. 54. Параллельно-балансный каскад с двухтактным выходом (а) с однотактным выходом (б), последовательно-балансный каскад (в).

балансная (рис. 54, в) схемы. При соответствующем выборе параметров и строго идентичных характеристиках обеих ламп эти схемы позволяют избежать сдвига нуля при изменении питающего напряжения. Однако практически параметры ламп всегда отличаются друг от друга и неодинаково изменяются

изменных окружающих условиях и компенсации сдвига наблюдается дрейф нуля, вызванный неодинаковым старением катодов и изменением контактных э. д. с. между электро­ дами ламп. При стабильных источниках питания и специально подобранных лампах дрейф нуля (за час наблюдения) в луч­

изменение эмиссии благодаря использованию общего источ­ ника эмиссии для первой сетки и анода. Последняя схема

§ 1 5 ] СХЕМЫ ВХОДНЫХ УСТРОЙСТВ УСИЛИТЕЛЕЙ 1 2 9

получила сравнительно широкое распространение при из­

пей усилителей постоянного тока без преобразования сигнала. Все они, как и приведенные выше, требуют стабильных источников питания и обладают значительным дрейфом нуля, что делает их мало пригодными для усилителей автокомпен­ саторов, которые должны быть просты и не требовать уста­

вания используются в быстродей­ ствующих автокомпенсаторах, поскольку с ними удается обе­

Для преобразования постоянного напряжения в переменное могут быть использованы магнитные модуляторы. Магнитные модуляторы имеют ряд достоинств: высокую степень надеж­ ности, большой срок службы, отсутствие подвижных частей, возможность работы при больших ускорениях и вибрациях, возможность разделения входных цепей и суммирование

таются. В одной паре сердечников происходит сложение по­ токов, и, следовательно, уменьшение эффективной магнитной проницаемости, в другой паре сердечников, наоборот, — увели­ чение. Благодаря этому эквивалентные сопротивления плеч оказываются неравными и на выходе появляется составляю­ щая первой гармоники, фаза которой определяется поляр­ ностью входного сигнала.

Схема рис. 57 работает аналогичным образом, отличие состоит лишь в том, что обмотки переменного тока Wi

Рис. 57. Двухтактный магнитный модулятор по мостовой схеме.

образуют не дифференциальную, а мостовую схему. Как по­ казали тщательные исследования (см. М. А. Розенблат [29]), ни дифференциальная, ми мостовая схема не позволяют обес­ печить высокую стабильность нуля. Дрейф нуля объясняется главным образом невозможностью обеспечить строго иден­ тичные характеристики всех четырех сердечников и обмоток. Вследствие этого происходит разбаланс схемы под действием изменений окружающей температуры, напряжения (£/„) и частоты питающей сети, старения сердечников. Дрейф нуля также связан с медленным изменением сопротивлений утечек и паразитных емкостей между обмотками.

1 3 2 ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА УСИЛИТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО ТОКА | ГЛ. V

Под действием внешних магнитных полей, явления гисте­ резиса сердечника и изменения сопротивления источника сигнала может возникнуть сдвиг нуля.

При самом тщательном изготовлении и питании от стаби­ лизированных источников указанные магнитные модуляторы не могут обеспечить порог чувствительности по мощности меньше 10~14-ь- 10“13 вт, что соответствует порогу чувстви­ тельности по напряжению 2>-~\0мкв при входном сопро­ тивлении 1 ком. В усилителях автокомпеисаторов нецелесо­ образно применять стабилизированные источники питания,

Рис. 58. Магнитный модулятор с удвоением частоты.

без которых дрейф нуля рассматриваемых модуляторов дости­ гает 50 - f - 100 мкв при входном сопротивлении 100 200 ом. Недостаточная стабильность нуля и низкое входное сопро­ тивление являются основными причинами, почему магнитные модуляторы по мостовой и дифференциальной схемам не нашли широкого применения в усилителях автокомпенса­ торов.

Лучшей стабильностью нуля обладает схема с удвоением

на обмотке Wa возникает напряжение двойной частоты. Фильтр-пробка Ф2 настроен на частоту 2/ 0 и препятствует прохождению этого напряжения в источник сигнала. Колеба-

§ 15.1 СХЕМЫ ВХОДНЫХ УСТРОЙСТВ УСИЛИТЕЛЕЙ 1 3 3

пия напряжения источника питания, различия в характеристи­ ках сердечников, изменение температуры и т. п. не могут вызвать паразитного сигнала двойной частоты на выходе при условии, что источник питания не содержит второй гармо­ ники и U RX = 0 . Благодаря этому преобразователь с удвое­

нием частоты позволяет обеспечить весьма высокую стабиль­ ность нуля. При тщательном изготовлении удается прибли­ зить порог чувствительности к теоретическому пределу, оп­

чувствительность, необходимо снизить содержание второй гармоники в питающем напряжении до ничтожной величины (менее 0,0005%) или применить заграждающий фильтр (4>t на

десятки и даже сотни тысяч раз. Поэтому для выделения полезного сигнала на выходе должны применяться узкополос­ ные фильтры (Ф3 на рис. 58). Применение узкополосных

В модуляторах с удвоением частоты выгодно использовать

рый необходим для работы двигателя. Вследствие сложности схемы магнитные модуляторы с удвоением частоты в на­

стоящее время в усилителях автокомпенсаторов не приме­ няются.

В последние годы получает широкое применение схема с поперечным полем (рис. 59). Внутри тороидального сердеч­ ника закладывается обмотка W lt которая питается от сети

переменного тока через однополупериодиый выпрямитель (Д). Создаваемый обмоткой 1% поток изменяет проницаемость сердечника с частотой напряжения U ~ . Вследствие измене­

ния проницаемости происходит модуляция постоянного маг­ нитного потока и на обмотке 1% появляется переменное напря­ жение. Фаза выходного напряжения определяется полярностью

источник сигнала, а конденсатор С не допускает проникно­ вения постоянного напряжения на выход. Модулятор с ис­ пользованием поперечного поля обладает сравнительно высо­ кой стабильностью нуля. Дрейф нуля вызывается главным об­ разом утечками и паразитной емкостью между обмотками вследствие неполной экраниров­ ки, а также не строгой перпен­ дикулярностью полей. При пи­ тании модулятора от нестабилизированного источника и из­ менении окружающей темпера­ туры от нуля до 50° С сра­ внительно легко снизить дрейф

нуля до нескольких десятков микровольт в течение длитель­ ного времени при входном сопротивлении 1,0 ком. Переда­ точный коэффициент схемы примерно равен 0,7.

Магнитный модулятор с поперечным полем не может удовлетворить всем требованиям, предъявляемым к входным

магнитные модуляторы, схема с поперечным полем требует тщательной магнитной экранировки, чувствительна к пере­ грузкам (из-за явления гистерезиса), инерционна, паразитное напряжение высших гармоник на выходе значительно превос­ ходит порог чувствительности.

Несмотря на перечисленные недостатки, можно предпо­ лагать, что модулятор с поперечным полем найдет широкое применение в усилителях автокомпенсаторов средней чувстви­ тельности, где не требуется высокого входного сопротивле­ ния и малой инерционности.

Более подробные сведения по выбору схемы и расчету маг­ нитных модуляторов читатель может найти в специальных трудах, посвященных магнитным усилителям.

ляторов, в которых используются полупроводниковые или вакуумные диоды [5]. Все они обладают сравнительно боль­ шим дрейфом нуля, что объясняется нестабильностью харак­ теристик диодов во времени и под действием изменений

Рис. 60. Модулятор с использованием кремниевых диодов (а). Зависимость внутреннего сопротивления диодов от напряжения (б).

пенсаторов совершенно недопустим. Не лучшие результаты дают схемы с использованием триодов и тетродов. Лишь разработка высокостабильных кремниевых диодов позволила сделать качественный скачок и приблизить стабильность диод­ ных модуляторов к уровню, необходимому в усилителях автокомпенсаторов.

новешивается так, чтобы первая гармоника напряжения на выходе была равна нулю. В проводящий полупериод точка А

1 3 6 ВХОДНЫЕ УСТРОЙСТВА УСИЛИТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО ТОКА [ГЛ. V

с землей помимо источника сигнала только через обратное сопротивление диодов (обратное сопротивление кремниевых диодов может достигать 108 ом).

При условии, когда

близко по форме к прямоугольным импульсам с амплитудой, равной

При Rg ^> RB

Rex.cp • <2RB.

Дрейф нуля схемы определяется главным образом изме­ нением сопротивлений диодов в проводящем направлении. Напряжение, которое необходимо приложить к диодам для нормальной работы схемы, составляет несколько вольт. Оче­ видно, изменение сопротивления одного диода относительно другого всего на 0,001% эквивалентно дрейфу нуля на не­ сколько десятков микровольт. Практически дрейф нуля моду-

§ 1 5 ] СХЕМЫ ВХОДНЫХ УСТРОЙСТВ УСИЛИТЕЛЕЙ 1 3 7

лятора на кремниевых диодах (за час) достигает 100 - ь 200 мкв. Дрейф удается несколько уменьшить, если питание схемы осуществлять не синусоидальным напряжением, а прямоуголь­ ными однополярными импульсами. Известно, что сопротивле­ ние кремниевых диодов зависит от приложенного напряжения, примерно так, как показано на рис. 60, б, где UD— напря­ жение на диоде.

ние одного диода может значительно отличаться от сопро­

для всех значений Ud невозможно. При питании прямоуголь­

роли, так как питающее напряжение равно нулю. Все осталь­ ные точки характеристики проходятся за ничтожную долю периода и даже при наличии значительного разбаланса в ин­ тервале 0 sg; Ud <С £/о >ном на выходе могут возникнуть только кратковременные импульсы, практически не дающие состав­ ляющей первой гармоники. Таким образом, при питании одно­ полярными прямоугольными импульсами баланс схемы должен осуществляться только в одной точке, соответствующей

чина дрейфа в большинстве случаев является неудовлет­ ворительной для автокомпенсаторов. Можно предполагать,

еще в несколько раз. В этом случае диодные модуляторы нашли бы широкое применение благодаря своей просто­ те, надежности и сравнительно высокому входному сопро­ тивлению.