книги из ГПНТБ / Барсуков Ф.И. Элементы и устройства радиотелеметрических систем

Будем считать, что коэффициент усиления каналов при пере­ стройке изменяется симметрично относительно Ко следующим об­ разом:

/<усі=/<о(і+Л ), а Я То*=К о(1—А),

где Іі=АК/Ко — относительное изменение коэффициентов усиления. Величина коэффициентов усиления в одном канале увеличивает­ ся, а в другом уменьшается. Подставляя значения Куоі и Куаг

в выражение (4-11), после преобразования получим:

личины и знака коэффициента усиления Ко. Возможны два случая —

В обоих случаях модуль выражения в квадратных скобках должен быть равен І/Ко-

В том случае, когда Ко положительно (фазы выходного и вход­ ного напряжения усилителя совпадают), правая часть выражения (4-12), заключенная в квадратных скобках, для удовлетворения усло­ вия баланса фаз должна иметь фазовый угол, равный нулю {II Ко)- Если же Ко — отрицательно, то выражение в скобках должно иметь фазовый угол, равный я ( — 1 //Со)-

Обозначим в общем виде F, = а (со) + jb (со) и Fs= c (co)-f/d(co), где а (со), с (со)—вещественные составляющие комплексных коэффициен­

При замыкании цепи положительной обратной связи генерация возможна на частоте, при которой мнимый член (в квадратных скоб­ ках с множителем /) будет равен нулю, т. е.

120

Частота, при которой удовлетворяется это равенство, будет ча­ стотой генерации. Последнее равенство справедливо в случае, если знаки при членах левой части будут противоположными. Это может иметь место только тогда, когда мнимые части выражений частот­ ных характеристик первого и второго каналов будут с противопо­

ние же однозначного фазового сдвига в обоих каналах и применение в одном канале усилителя с нулевым фазовым сдвигом (Кусі). а в другом с фазовым сдвигом л (—Кусг) оказывается менее целе­ сообразным. Частота генерируемых колебаний в зависимости от из­ менения величины коэффициентов усиления усилителей может быть определена из соотношения (4-15) или (4-16) при подстановке в них

ра может использоваться параллельный колебательный ІС-ісонтур, настроенный на частоту, большую, чем максимальная частота гене­ рируемых колебаний, или ЖУцепочка из дифференцирующих звеньев.

В качестве цепей, дающих отрицательный сдвиг фазы сигнала, может применяться параллельный колебательный £С-контур с резо­ нансной частотой ниже наименьшей нз генерируемых частот или /?С-цепочка из интегрирующих RC-звеньев.

Двухканальные генераторы применяются как для генерирова­ ния весьма высоких радиочастот (десятки и сотни мегагерц), так и для генерирования низких звуковых частот. Они могут перестраи­

различных частот. С энергетической точки зрения электрические фильтры можно разделить на две группы: пассивные и активные. В пассивных фильтрах не содержится внутренних источников энер­ гии. Уровень сигнала на выходе такого фильтра всегда меньше вход­

Сигнал, подаваемый на вход активного фильтра, управляет потоком этой энергии так, что выходной сигнал обычно усиливается по на­ пряжению или по мощности.

Важнейшей характеристикой всякого фильтра является его ком­ плексный коэффициент передачи по напряжению, под которым пони­

где К — модуль коэффициента передачи; ср — разность фаз -сигналов на выходе и входе фильтра (фаза коэффициента передачи).

Зависимость модуля коэффициента передачи фильтра К от ча­ стоты называют амплитудно-частотной характеристикой фильтра.

121

При оценке свойств фильтров пользуются также характеристи­ кой затухания, которая представляется в виде зависимости, ооратиоіі комплексному коэффициенту передачи:

а

к

Часто амплитудно-частотную характеристику нормируют, т. е. представляют в виде отношения

к - J L

Лии - Ко »

где Ко — значение модуля коэффициента передачи на некоторой ха­ рактерной частоте. Обычно это частота, при которой модуль коэф­ фициента передачи имеет максимальное значение.

Полоса частот, в пределах которой Лоти не ниже некоторого заданного значения, называется полосой пропускания (прозрачности).

лах которой Лоти ниже заданного значения, называется полосой за­ тухания (непрозрачности) фильтра.

Частота, разделяющая полосы прозрачности и непрозрачности, называется граничной частотой или частотой среза (юСр).

Составляющие спектра частот выходного сигнала, лежащие за полосой пропускания (за частотой среза) в идеальном фильтре, должны быть полностью подавлены. Практически они имеются на выходе фильтра. Их величина определяется видом амплитудно-ча­ стотной характеристики в области-перехода от полосы пропускания к полосе непропускания. Поэтому всякий фильтр характеризуется крутизной кривой амплитудно-частотной характеристики за частотой среза. Эта величина показывает, во сколько раз (в децибелах) уве­ личивается затухание при расстройке (например, на октаву) отно­ сительно частоты среза. Крутизна амплитудно-частотной характе­ ристики в области перехода связана с крутизной фазовой характери­ стики фильтра ф(м) и может быть оценена при помощи эквивалент­ ной добротности <2э [Л. 15]

Фильтры классифицируются по различным признакам; напри­ мер, по положению полос пропускания и непропускания на оси ча­ стот, по типу используемых элементов и порядку их взаимного включения.

В соответствии с классификацией по положению полос про­ пускания и непропускания различают фильтры нижних и верхних

налы, частоты которых не превышают некоторую верхнюю (co„) ча­ стоту среза. В таком фильтре полоса пропускания располагается на

122

В этих фильтрах полоса затухания находится между нулевой часто­

При работе фильтры должны обеспечивать; неискаженную передачу сигнала, принимаемого по информаци­

онному каналу; большое затухание в полосе непрозрачности;

большую крутизну частотной зависимости затухания в области перехода от полосы прозрачности к полосе непрозрачности;

хорошее согласование с нагрузкой и источником сигнала. Фильтры конструируются из реактивных элементов L и С, со­

противления которых зависят от частоты сигнала. Чем меньше по­ тери вносят элементы ДС-фильтров, тем более селективными оказы­ ваются сами фильтры. Помимо ДС-фйльтров используются фильтры из комбинации простейших PC-звеньев, которые также обладают избирательными свойствами по отношению к сигналам разных ча­ стот.

Фильтры нижних частот. Фильтры нижних частот (ФНЧ) нахо­ дят широкое применение в РТС с частотным и временным разделе­ нием каналов.

. В передающей части РТС с ЧРК при установке фильтра ниж­ них частот перед каждым канальным модулятором удается значи­ тельно уменьшить перекрестные искажения и тем самым увеличить точность передачи телеметрической информации.

В декодерах РТС с ЧРК фильтры нижних частот устанавлива­ ются на выходе канальных демодуляторов и обеспечивают увели­

123

гіредставляющие собой каскадное соединение 11-образных LC-звень- ев. Цепные фильтры обладают более высокими показателями. Вместе с тем с увеличением числа звеньев в фильтре соответственно

растет его затухание, что ограничивает возможности использования многозвенных LC-фильтров.

звеньев. Такие фильтры называются многозвенными. Они обладают рядом преимуществ, которые наиболее полно проявляются в области очень низких частот. Кроме того, КС-фильтры имеют малые габа-

В х о д

Рис. 4-5. Структурная схема активного і/^С-фнльтра нижних ча­ стот.

риты, просты в изготовлении и наладке и нечувствительны к маг­ нитным полям (отсутствуют различного рода «наводки»). Однако даже у многозвенных КС-фильтров селективные свойства существен­ но хуже, чем у LC-фнльтров. Поэтому за последнее время все шире внедряются активные ^С-фнльтры, не уступающие по селективности LC-фильтрам, а по другим параметрам во многих случаях превос­ ходящие их.

Активные фильтры нижних частот. При построении активных фильтров всех типов используется часто метод регенерации (воспол­ нения потерь) с целью повышения селективных свойств избиратель­ ных цепей.

На рис. 4-5 приведена в общем виде структурная схема актив­ ного фильтра. Этот фильтр представляет собой усилитель с коэф­ фициентом усиления Ко, охваченный обратной связью (коэффициент

передачи цепи обратной связи ß), и имеет входную цепь с коэффи­

циентом передачи х. Если предположить, что выходное сопротивле­ ние усилителя значительно превосходит его входное сопротивление, то комплексный коэффициент передачи активного фильтра, выпол­ ненного по схеме рис. 4-5, может быть представлен следующим со­ отношением:

Знак минус в знаменателе берется при положительной и знак плюс при отрицательной обратных связях.

124

Анализируя Приведенные Выражения, можно сделать следуюіциё 'выводы. Избирательность активного фильтра зависит от селектив­ ных свойств входной цепи и цепи обратной связи, а также от вели­ чины коэффициента усиления усилителя Ко- Пусть, например, ча­ стотная характеристика активного фильтра на некоторой частоте мр должна иметь максимум (в виде резонансной кривой). Тогда, как это следует из выражения (4-19), на частоте сор при отрицательной

обратной связи, либо коэффициент и(ш) должен иметь максимум,

либо iß (со), минимум, или же и то и другое вместе. При положи­ тельной обратной связи максимум в частотной характеристике актив­ ного фильтра может быть получен при наличии максимума на нуж­

ной частоте в коэффициенте ß (со). Для повышения устойчивости усилителя с положительной обратной связью необходимо, чтобы

МСо<1. Повышение селективности активных фильтров может до­ стигаться увеличением коэффициента усиления усилителя и исполь­ зованием более сильной обратной связи.

Для получения высокой селективности и обеспечения устойчи­ вой работы активных фильтров в них часто применяют комбиниро-

Рис. 4-6. Схемы активных /?С-фильтров.

а, в— нижних частот; б, г— верхних частот.

ванную (положительную и отрицательную) обратную связь. Причем одна из этих связей выполняется селективной, а другая — неселек­ тивной [Л. 12].

Активные /?С-фильтры нижних и верхних частот. На рис. 4-6 приведены функциональные (рис. 4-6,а, 6) и принципиальные (рис. 4-6,а, г) схемы фильтров соответственно нижних (ФНЧ) и верхних (ФВЧ) частот. В них используется положительная обратная связь ( + До). Входной цепыо ФНЧ служит iftC-цепочка из двух интегри­

■ В качестве цепей положительной обратной связи в обоих филь­ трах используются 'ДС-цели резонансного типа. Входные цепи и цепи

125

обратной связи в каждом из фильтров образуются из одних п тех же элементов.

Частотные характеристики рассматриваемых фильтров имеют форму, аналогичную форме частотной характеристики, последова­ тельного колебательного контура из элементов L и С, у котороіо для случая ФНЧ выходной сигнал снимается с конденсатора, а для случая ФВЧ — с индуктивности. Частота настройки фильтров не изменяется по сравнению с частотами настройки исходных RC-це­ пей. Эквивалентная добротность активных /?С-фильтров в 1/(1—Koda) раз больше и может быть повышена за счет увеличения коэффи­

фильтра, которая может превысить допустимое значение. В настоя­ щее время все более широко применяются активные ЯС-фильтры нижних и верхних частот с положительной обратной связью, в ко­ торых в качестве усилителей используются составные эмиттериые

Сі.=С/п, то эквивалентная добротность таких активных однозвенных фильтров при условии, что Я о«1, составит Q3= n /(n + 1). Повышая значение параметра п, можно увеличить эквивалентную добротность Qo однозвенного активного фильтра с эмпттерпым повторителем, приближая ее к единице.

Для повышения избирательности таких фильтров их составляют из нескольких звеньев. Добротность многозвенного активного филь­ тра с эмиттериыми повторителями составляет:

Qo.v= bQo,

где b — число одпозвешіых активных фильтров.

Полосовые фильтры. Полосовые фильтры находят применение в основном в декодерах РТС с ЧРК для выделения модулирован­ ных поднесущих синусоидальных колебаний. Каждый из канальных полосовых фильтров настраивается на свою поднесущую частоту. Ширина полосы пропускания фильтра определяется в основном ши­ риной спектра частот модулированного подпесущего колебания.

При расчете ширины полосы фильтра учитываются также не­ стабильность частоты генератора поднесущих колебаний и возмож­ ный уход частоты настройки фильтра.

Для того чтобы уменьшить взаимное влияние каналов и тем самым уменьшить переходные помехи, полосовые канальные филь­ тры должны обеспечивать необходимое ослабление на частотах со­ седних каналов.

Параметры селективных фильтров выбираются, исходя из вели­

соседних каналов. В качестве полосовых фильтров широко исполь­ зуются одиночные и связанные колебательные ІС-контуры, кварце­ вые полосовые фильтры и электромеханические резонирующие устройства.

126

уІС-фильтров.

■Кроме того, они имеют ряд дру­ гих уже отмеченных выше преиму­ ществ.

На рис. 4-7 приведена одна из распространенных схем активного по­ лосового ДС-фильтра. Фильтр пред­ ставляет собой усилитель с коэффи­ циентом усиления Ко, в цепи отрица­ тельной обратной связи которого включен двойной Т-образный RC-

мост. Обособленный двойной Т-образиын R C -мост имеет амплитудночастотную характеристику заграждающего фильтра. При включении такого моста в цепь отрицательной обратной связи усилителя ам­ плитудно-частотная характеристика последнего будет иметь вид резо­ нансной характеристики колебательного ІС-контура.

Частота Шо, на которой усилитель имеет максимальное усиле­ ние, определяется параметрами схемы двойного Т-образного моста.

1

w0 RC •

Эквивалентная добротность усилителя с двойным Т-образным мостом составляет:

(4-20)

а полоса пропускания

4w0 2Дсо = Ко •

Таким образом, полоса пропускания усилителя с увеличением Ко уменьшается (селективность повышается) и наоборот. Для рас­ ширения' полосы пропускания и увеличения крутизны частотной ха­ рактеристики усилителя в области перехода от полосы пропуска­ ния к полосе непрозрачности в цепь обратной связи усилителя могут включаться последовательно два Т-образных моста с разнесенными частотами расстройки (шоі и мог). В другом варианте эта же задача решается двухкаскадиым усилителем, в каждом из которых имеется цепь отрицательной обратной связи в виде двойного Т-образного моста. Частоты настройки моста также разнесены.

На резонансной частоте со0 двойной Т-образный RC-мост имеет коэффициент передачи, определяемый выражением (3-10).

Из выражения (3-10) следует, что мост поворачивает фазу вы­ ходного сигнала по отношению к входному на 180° (знак «—» в пра­ вой части выражения) при -»і<0,5. Выходное напряжение моста ока­ зывается в фазе с входным при т|>0,5.

127

Таким образом, для создания отрицательной обратной связи в усилителе с выхода на вход через двойной Т-образный мост не­ обходимо, чтобы усилитель при г)>0,5 содержал нечетное число, кас­ кадов, а при 1] <0,5 — четное число каскадов. Это учитывается при расчете необходимого коэффициента усиления Ко с целью обеспе­ чения требуемой полосы пропускания усилителя. При выборе числа каскадов (четное или нечетное) нужно варьировать величиной параметра гр Эквивалентная добротность селективного усилителя с двойным Т-образным мостом может быть получена весьма значи­

счет сильной отрицательной обратной связи.

Г Л А В А П Я Т А Я

ЭЛЕМЕНТЫ АНАЛОГОВЫХ РТС С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

5-1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О КОММУТИРУЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ

Важнейшими элементами РТС с ВРК являются коммутирующие устройства, используемые в передаю­ щей части для поочередного подключения отдельных источников передаваемых сообщений (измерительных преобразователей) ко входу радиолинии и для распре­ деления принятых сигналов по соответствующим цепям (каналам).

Коммутирующие устройства могут применяться в РТС с ЧРК, выполняя роль вторичного временного уплотнения.

Коммутаторы широко используются для коммутации слабых сигналов и сигналов сравнительно высокой ин­ тенсивности.

К коммутаторам слабых сигналов предъявляются по­ вышенные требования к качеству их работы. Они долж­ ны вносить по возможности меньшие искажения в эти сигналы. Погрешности, вносимые коммутатором в пере­ даваемый сигнал, в основном, определяются нестабиль­ ностью его коэффициента передачи. В идеальном случае при замыкании коммутатором некоторой цепи коэффи­ циент передачи сигнала через место замыкания должен быть равен единице, а при размыкании — нулю,

!28

В реальных условиях ключи обладают конечным сопротивлением в замкнутом и разомкнутом состояниях.ч Величина этого сопротивления может меняться во вре­ мени и при воздействии внешних условий.

Коммутаторы могут вносить искажения в передавае­ мый сигнал за счет остаточного напряжения, имеюще­ гося на ключевых элементах коммутатора. Величина этого напряжения также непостоянна во времени, зави­ сит от режима работы, числа коммутируемых каналов, скорости коммутации и т. д.

С целью уменьшения этих погрешностей используют групповое переключение каналов, при котором все ка­ налы разбиваются иа группы и в каждой группе используется свой коммутатор. Сигналы с выходов групповых коммутаторов при этом объединяются в одну цепь посредством общего коммутатора (двухступенча­ тая система коммутации). Такое построение системы коммутации целесообразно при телеметрировании объек­ тов с большими геометрическими размерами с тем, что­ бы приблизить коммутатор к месту сосредоточения измерительных преобразователей. Это позволяет эконо­ мить в размерах и массе кабельной сети.

Коммутирующие устройства РТС характеризуются следующими основными параметрами: числом опраши­ ваемых каналов (п); частотой опроса F0, погрешностью, вносимой коммутатором в измерения, параметрами входных и выходных сигналов; системой калибровки, видом синхронизации, способностью работать в усло­ виях изменяющейся внешней среды, сроком службы, массой, габаритами, потреблением энергии и т. п.

Современные РТС с ВРК могут иметь от нескольких единиц до нескольких сотен каналов.

Частота опроса F0 любого канала в коммутаторе за­ висит от скорости изменения телеметрируемых величин и выбирается в пределах от единиц до нескольких десят­ ков тысяч герц.

Если предположить, что спектр наиболе широкополос­ ного сообщения лежит в пределах частот от Е= 0 до акс, то в соответствии с теоремой Котельникова частота опро­ са канала должна составлять: